JPH04210797A - ブラシレスモ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレスモ−タの駆動装置Info
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- JPH04210797A JPH04210797A JP2401366A JP40136690A JPH04210797A JP H04210797 A JPH04210797 A JP H04210797A JP 2401366 A JP2401366 A JP 2401366A JP 40136690 A JP40136690 A JP 40136690A JP H04210797 A JPH04210797 A JP H04210797A
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Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
[00011
【産業上の利用分野]本発明はブラシレスモータの駆動
装置に係り、特に通電相の切り換え信号を非通電相に生
じる誘起電圧により生成するものに関する。 [0002] 【従来の技術】従来、パルス幅変調(PWM)制御方式
のインバータ回路によるブラシレスモータの駆動装置(
例えば特開平1−194886号公報)では、非通電相
に生じる誘起電圧により通電相の切り換え信号を生成す
る場合に、PWMスイッチングのキャリア周波数は一定
で、PWMスイッチングによる通電相の誘起電圧波形の
乱れを取り除くためにアナログRCフィルタを用いるも
のや、デジタル回路によるPWMスイッチングによる通
電相の導通オフ時には通電相の切り換え信号を発生させ
なくするもの等が一般的であった。 [0003]このようなブラシレスモータの駆動装置に
おいて、該モータの回転速度の可変範囲を拡大しようと
した場合、まず前記アナログRCフィルタを用いるもの
では広い周波数範囲に亘って均一な位相特性を持たせる
ことが困難であり、また、このフィルタは一20dB1
0c tのゲイン特性を持っているために高速運転用に
ゲインを設定すると低速回転側でフィルタ出力が飽和し
、逆に低速回転用にゲインを設定すると高速回転側でフ
ィルタ出力がノイズに埋まってしまう等の問題があり、
も−夕の可変速範囲が限られてしまうという問題があっ
た。 [0004]一方、ディジタル回路を用いてPWMスイ
ッチングによる通電相の導通オフ時に通電相の切り換え
信号を発生させなくするものでは、実際にはスイッチン
グ素子のオン時間に相当する期間についても正しい誘起
電圧を検出できないために、通電相の導通オフ期間とス
イッチング素子のオン時間に相当する期間だけ通電相の
切り換え信号を発生させなくする必要があり、オンデユ
ティが極めて小さくなるため低速回転時に通電相の切り
換え信号を発生できなるという問題点があった。 [0005]
装置に係り、特に通電相の切り換え信号を非通電相に生
じる誘起電圧により生成するものに関する。 [0002] 【従来の技術】従来、パルス幅変調(PWM)制御方式
のインバータ回路によるブラシレスモータの駆動装置(
例えば特開平1−194886号公報)では、非通電相
に生じる誘起電圧により通電相の切り換え信号を生成す
る場合に、PWMスイッチングのキャリア周波数は一定
で、PWMスイッチングによる通電相の誘起電圧波形の
乱れを取り除くためにアナログRCフィルタを用いるも
のや、デジタル回路によるPWMスイッチングによる通
電相の導通オフ時には通電相の切り換え信号を発生させ
なくするもの等が一般的であった。 [0003]このようなブラシレスモータの駆動装置に
おいて、該モータの回転速度の可変範囲を拡大しようと
した場合、まず前記アナログRCフィルタを用いるもの
では広い周波数範囲に亘って均一な位相特性を持たせる
ことが困難であり、また、このフィルタは一20dB1
0c tのゲイン特性を持っているために高速運転用に
ゲインを設定すると低速回転側でフィルタ出力が飽和し
、逆に低速回転用にゲインを設定すると高速回転側でフ
ィルタ出力がノイズに埋まってしまう等の問題があり、
も−夕の可変速範囲が限られてしまうという問題があっ
た。 [0004]一方、ディジタル回路を用いてPWMスイ
ッチングによる通電相の導通オフ時に通電相の切り換え
信号を発生させなくするものでは、実際にはスイッチン
グ素子のオン時間に相当する期間についても正しい誘起
電圧を検出できないために、通電相の導通オフ期間とス
イッチング素子のオン時間に相当する期間だけ通電相の
切り換え信号を発生させなくする必要があり、オンデユ
ティが極めて小さくなるため低速回転時に通電相の切り
換え信号を発生できなるという問題点があった。 [0005]
【発明が解決しようとする課題】上記の如〈従来のブラ
シレスモータの駆動装置では回転速度の可変範囲を拡大
することが困難であった。 [0006]従って、本発明が解決しようとする課題は
斯かる従来技術の問題点に鑑み、キャリア周波数の調整
によってモータの回転速度の可変範囲を拡大することで
ある。 [0007]
シレスモータの駆動装置では回転速度の可変範囲を拡大
することが困難であった。 [0006]従って、本発明が解決しようとする課題は
斯かる従来技術の問題点に鑑み、キャリア周波数の調整
によってモータの回転速度の可変範囲を拡大することで
ある。 [0007]
【課題を解決するための手段】本発明は、複数個のロー
タマグネットを有する回転子及び複数個のコイルを有す
る固定子とからなるモータと、該モータに供給する電流
をパルス幅変調信号により制御するインバータ回路とよ
りなり、該インバータ回路は前記モータの回転速度に応
じて前記パルス幅変調信号のキャリア周波数を可変にし
たものである。 [0008]
タマグネットを有する回転子及び複数個のコイルを有す
る固定子とからなるモータと、該モータに供給する電流
をパルス幅変調信号により制御するインバータ回路とよ
りなり、該インバータ回路は前記モータの回転速度に応
じて前記パルス幅変調信号のキャリア周波数を可変にし
たものである。 [0008]
【作用】上記の構成によってモータの高速回転時にはP
WMスイッチング周波数を高くしてロータの位置検出精
度を高めるとともに、低速回転時にはPWMスイッチン
グ周波数を低くしてモータが通電されている時間の割合
としてのオンデユーテイが小さくなっても位置検出可能
な区間を確保する。 [0009]
WMスイッチング周波数を高くしてロータの位置検出精
度を高めるとともに、低速回転時にはPWMスイッチン
グ周波数を低くしてモータが通電されている時間の割合
としてのオンデユーテイが小さくなっても位置検出可能
な区間を確保する。 [0009]
【実施例】以下本発明のブラシレスモータの駆動装置の
一実施例を図面に沿って詳細に説明する。 [00101第1図は上記駆動装置を示すブロック回路
図であり、同図において1は商用交流を平滑整流して得
られた直流電源(@圧Vcc) 、2はトランジスタあ
るいはサイリスタ等によって構成され前記直流電源1を
PWM制御された三相交流出力に変換する半導体スイッ
チング素子群、3は該素子群2の出力により駆動される
三相交流のブラシレスモータであり、図示はしないが固
定子、固定子巻線、及び回転子を具備したものである。 4は前記回転子の位置を検出する位置検出部、5は該回
転子の回転速度を検出する速度検出部、6はキャリア信
号を発生するキャリア発生部、7は該発生部6のキャリ
ア信号と後述するエラー信号とを比較する比較器(図示
せず)を有しこの比較器の出力によりPWM信号を作る
PWMパターン発生部、8は前記PWMパターン発生部
7の比較器に入力され前記速度検出部5の出力との相関
によって前記エラー信号を得るための回転子の速度指令
信号を作る速度指令部、9は前記素子群2の各素子のベ
ースあるいはゲートに信号を与え該素子群2をスイッチ
ング制御するドライバ部である。そして前記素子群2、
ドライブ部9、PWMパターン発生部7、キャリア発生
部6によってインバータ回路が構成されるものである。 [00111前記PWM信号とキャリア信号との関係を
説明すると、図2の(a)に示すようなキャリア信号が
発生されたとき、このキャリア信号はエラー信号と比較
されて(b)のようなPWMパターンが得られるように
なっている。そして前記エラー信号は前記速度検出部5
の検出信号と前記速度指令部8の信号とをエラーアンプ
(図示せず)によって比較しその出力によって作られる
ものである。 [0012]ところで、前記ブラシレスモータ3を駆動
する場合、通電相の導通オフ時には通電相の切り換えが
全く行われなくなることから、該モータ3の高速回転時
の切り換え位相の誤差を少しでも小さくするために、連
続した導通がオフとなる時間が短くなるようにPWM信
号のキャリア周波数は高く設定される。即ちキャリア信
号の周期をT、導通オン期間をTON、導通オフ期間を
TOFFとしたとき、オンデユーテイDは[0013]
一実施例を図面に沿って詳細に説明する。 [00101第1図は上記駆動装置を示すブロック回路
図であり、同図において1は商用交流を平滑整流して得
られた直流電源(@圧Vcc) 、2はトランジスタあ
るいはサイリスタ等によって構成され前記直流電源1を
PWM制御された三相交流出力に変換する半導体スイッ
チング素子群、3は該素子群2の出力により駆動される
三相交流のブラシレスモータであり、図示はしないが固
定子、固定子巻線、及び回転子を具備したものである。 4は前記回転子の位置を検出する位置検出部、5は該回
転子の回転速度を検出する速度検出部、6はキャリア信
号を発生するキャリア発生部、7は該発生部6のキャリ
ア信号と後述するエラー信号とを比較する比較器(図示
せず)を有しこの比較器の出力によりPWM信号を作る
PWMパターン発生部、8は前記PWMパターン発生部
7の比較器に入力され前記速度検出部5の出力との相関
によって前記エラー信号を得るための回転子の速度指令
信号を作る速度指令部、9は前記素子群2の各素子のベ
ースあるいはゲートに信号を与え該素子群2をスイッチ
ング制御するドライバ部である。そして前記素子群2、
ドライブ部9、PWMパターン発生部7、キャリア発生
部6によってインバータ回路が構成されるものである。 [00111前記PWM信号とキャリア信号との関係を
説明すると、図2の(a)に示すようなキャリア信号が
発生されたとき、このキャリア信号はエラー信号と比較
されて(b)のようなPWMパターンが得られるように
なっている。そして前記エラー信号は前記速度検出部5
の検出信号と前記速度指令部8の信号とをエラーアンプ
(図示せず)によって比較しその出力によって作られる
ものである。 [0012]ところで、前記ブラシレスモータ3を駆動
する場合、通電相の導通オフ時には通電相の切り換えが
全く行われなくなることから、該モータ3の高速回転時
の切り換え位相の誤差を少しでも小さくするために、連
続した導通がオフとなる時間が短くなるようにPWM信
号のキャリア周波数は高く設定される。即ちキャリア信
号の周期をT、導通オン期間をTON、導通オフ期間を
TOFFとしたとき、オンデユーテイDは[0013]
【数1】
*[0014]で表され、このDをほぼ一定にしたまま
TOFFを小さくするために、T(周波数)を高くする
ものである。 [0015]一般に、モータ3の高速回転時にはTに対
するTOFFの割合は小さくなり、逆に低速回転時には
Tに対するToFFの割合は大きくなる。例えばオンデ
ユーテイ Dが極めて小さくなり、 [0016]
TOFFを小さくするために、T(周波数)を高くする
ものである。 [0015]一般に、モータ3の高速回転時にはTに対
するTOFFの割合は小さくなり、逆に低速回転時には
Tに対するToFFの割合は大きくなる。例えばオンデ
ユーテイ Dが極めて小さくなり、 [0016]
【数2】
[0017]
となった場合、即ち
[0018]
【数3】
TSToFF+TTLRPOJ
[0019]となった場合には、通電相の切り換え信号
は全く発生しなくなり、前記モータ3は停止する。 [0020]具体的にはキャリア周波数を5KHzとす
ると[0021]
は全く発生しなくなり、前記モータ3は停止する。 [0020]具体的にはキャリア周波数を5KHzとす
ると[0021]
【数4】
T=200gsec
[0022]となり、素子群2を構成する各素子のオン
タイムT r 11 Rs ONが10μsecである
ならばDが5%以下となる低速回転は不可能となる。逆
にキャリア周波数を低くして低速回転を可能とすると高
速回転時に通電相の切り換え位相の誤差が大きくなって
安定な運転ができなくなる。 [0023]図3は前記図1の位置検出部4の細部を示
すブロック回路図であり、同図において11〜13は前
記素子群2のU相、■相、W相の端子電圧と直流電源1
の1/2Vccとを比較する比較器A−C114は該比
較器A−Cの出力C1〜C3を入力としラッチ出力a−
Cを出力するラッチA、15は該ラッチAの出力a−C
を入力としラッチ出力5l−33を出力するラッチB、
16は前記ラッチAの出力a−C検出する状態変化検出
部、17は該検出部16の出力によってタイミング信号
を作るカウンタ部、18は前記PWMパターン発生部7
からのPWM信号と前記タイミング信号によって前記ラ
ッチAに制御信号を送るラッチ八制御部であり、該タイ
ミング信号はまた前記ラッチBにも送られる。 [0024]図4は前記ラッチA制御部18の細部を示
す回路図であり、同図において21.22.23は夫々
ダイオド、抵抗及びコンデンサでありこれら各素子によ
って前記PWM信号の立ち上がりを遅延させ、24のシ
ュミット入力ゲートに入力し、該シュミット入力ゲート
24ではこの入力としきい値と比較して出力m1を得る
。25は前記タイミング信号を入力して出力m2を発生
するワンショット回路、26は前記シュミット入力ゲー
ト24の出力m1及びワンショット回路15の出力m2
を入力とし制御信号Mを出力するゲート回路である。 [00251図5は前記ラッチ八制御部18の各部の電
圧波形を示すものであり、(a)はPWM信号、(b)
はシュミット入力ゲート24の入力、(C)はシュミッ
ト人カゲト24の出力m1、(d)はタイミング信号、
(e)はワンショット回路25の出力25、(f)はゲ
ー ト回路26の出力m2である。この例において前記
ダイオード21、抵抗22、コンデンサ23によPWM
信号を遅延させた信号を得、シュミット入力ゲート24
によって前記素子群2を構成する各スイッチング素子の
非導通期間とオン時間に相当する期間のマスクを行う。 この時遅延時間は前記抵抗22とコンデンサ23の時定
数で調整できる。また転流時のタイミング信号によりワ
ンショット回路25が起動し、この出力m2で転流スパ
イクの発生期間をマスクする。この時のワシショット幅
は前記モータ3が最高回転速度に達する電気角30°よ
りも少しだけ短い時間に設定するのが望ましい。さらに
ゲート回路26の出力がハイのときに前記ラッチAはト
ランスバレントになり、ロウのときにラッチ動作をする
ため、前記比較器11〜13の出力のノイズ成分をマス
クできる。 [0026]図6はPWM制御を行わないときのデユテ
ィ100%の前記位置検出部4の動作を説明するタイミ
ング図である。この状態は例えば速度指令に対してモー
タ3の回転が追いつかない時等に発生するものである。 同図において(a) (b) (c)は夫々前記素子群
2のU相、■相、W相の端子電圧波形を夫々示し、該波
形は直流電源1から分圧して得られる1/2Vccと比
較されて、(d)〜(f)の矩形波形C1−C5の比較
出力となる。この矩形波形Cl−C5には転流時のスパ
イクによる影響が残るが、この影響は前記ラッチA14
によって取り除かれて(g)〜(i)の出力波形a−c
となる。 [0027]ところで前記出力波形a−Cは目的とする
(j)〜(1)の位置信号31〜S3に対して電気角で
30’進み位相の信号となっており、また各出力波形a
−cは夫々電気角180°毎に状態が変化(ハイレベル
からロウレベルあるいはロウレベルからハイレベルへ)
し、また各a−Cのパターンは60°毎に変化するもの
である。従って、この出力波形a−cの状態変化を検出
し、該状態変化の時間間隔を前記カウンタ部により計時
し、この計時終了と同時に該計時結果の172の時間を
計時することにより、前記出力波形a−cの状態変化か
ら電気角で30°遅れのタイミング信号を取り出すこと
ができ、このタイミング信号によって前記ラッチBを駆
動させることにより、出力波形31〜S3の位置信号を
得ることができる。 [0028]次に図5はデユーティが100%ではなく
PWM制御が行われているときの前記位置検出部4の動
作を説明するタイミング図である。但し説明の簡便化の
ためにU相端子電圧についてのみ説明するが、■相、W
相についても全く同様に動作する。同図においても(a
)のU相端子電圧及び(b)の比較器出力C1にはPW
M制御を受けた素子群2のスイッチングによるパルス及
び転流時のスパイクによるパルスが現れているが、これ
は前記ラッチAI4によって取り除かれる。即ち、前記
ラッチ八制御部18において、PWM制御信号の前記素
子群2を構成す**る素子がオフとなる期間とオンとな
ってから一定の期間(前記素子のオンタイムに相当する
期間とU相端子電圧波形に振動がなくなるまでの期間と
の合計)をマスクする信号m1と、転流のタイミング信
号によって起動されるワシショット回路25のパルスm
2 (期間は前記モータ3の最高回転数における電気角
30’弱に相当する期間)が作られ、これら出力m1、
m2を前記ゲート回路26を介してマスク信号Mとして
ラッチAに供給することで比較器出力C皇に含まれてい
た余分なパルスが取り除かれ、(C)のラッチA出力a
となりデユーティ100%のときと同様に(d)の位置
検出信号S1が得られる。 [0029]図6あるいは図7のように得られた位置検
出信号5l−33は前記速度検出部5においてパルス列
に変換されたのちにF/V(周波数/電圧)変換されて
速度信号となる。前記キャリア発生部6では斯かる速度
信号に基づき、 [00301
タイムT r 11 Rs ONが10μsecである
ならばDが5%以下となる低速回転は不可能となる。逆
にキャリア周波数を低くして低速回転を可能とすると高
速回転時に通電相の切り換え位相の誤差が大きくなって
安定な運転ができなくなる。 [0023]図3は前記図1の位置検出部4の細部を示
すブロック回路図であり、同図において11〜13は前
記素子群2のU相、■相、W相の端子電圧と直流電源1
の1/2Vccとを比較する比較器A−C114は該比
較器A−Cの出力C1〜C3を入力としラッチ出力a−
Cを出力するラッチA、15は該ラッチAの出力a−C
を入力としラッチ出力5l−33を出力するラッチB、
16は前記ラッチAの出力a−C検出する状態変化検出
部、17は該検出部16の出力によってタイミング信号
を作るカウンタ部、18は前記PWMパターン発生部7
からのPWM信号と前記タイミング信号によって前記ラ
ッチAに制御信号を送るラッチ八制御部であり、該タイ
ミング信号はまた前記ラッチBにも送られる。 [0024]図4は前記ラッチA制御部18の細部を示
す回路図であり、同図において21.22.23は夫々
ダイオド、抵抗及びコンデンサでありこれら各素子によ
って前記PWM信号の立ち上がりを遅延させ、24のシ
ュミット入力ゲートに入力し、該シュミット入力ゲート
24ではこの入力としきい値と比較して出力m1を得る
。25は前記タイミング信号を入力して出力m2を発生
するワンショット回路、26は前記シュミット入力ゲー
ト24の出力m1及びワンショット回路15の出力m2
を入力とし制御信号Mを出力するゲート回路である。 [00251図5は前記ラッチ八制御部18の各部の電
圧波形を示すものであり、(a)はPWM信号、(b)
はシュミット入力ゲート24の入力、(C)はシュミッ
ト人カゲト24の出力m1、(d)はタイミング信号、
(e)はワンショット回路25の出力25、(f)はゲ
ー ト回路26の出力m2である。この例において前記
ダイオード21、抵抗22、コンデンサ23によPWM
信号を遅延させた信号を得、シュミット入力ゲート24
によって前記素子群2を構成する各スイッチング素子の
非導通期間とオン時間に相当する期間のマスクを行う。 この時遅延時間は前記抵抗22とコンデンサ23の時定
数で調整できる。また転流時のタイミング信号によりワ
ンショット回路25が起動し、この出力m2で転流スパ
イクの発生期間をマスクする。この時のワシショット幅
は前記モータ3が最高回転速度に達する電気角30°よ
りも少しだけ短い時間に設定するのが望ましい。さらに
ゲート回路26の出力がハイのときに前記ラッチAはト
ランスバレントになり、ロウのときにラッチ動作をする
ため、前記比較器11〜13の出力のノイズ成分をマス
クできる。 [0026]図6はPWM制御を行わないときのデユテ
ィ100%の前記位置検出部4の動作を説明するタイミ
ング図である。この状態は例えば速度指令に対してモー
タ3の回転が追いつかない時等に発生するものである。 同図において(a) (b) (c)は夫々前記素子群
2のU相、■相、W相の端子電圧波形を夫々示し、該波
形は直流電源1から分圧して得られる1/2Vccと比
較されて、(d)〜(f)の矩形波形C1−C5の比較
出力となる。この矩形波形Cl−C5には転流時のスパ
イクによる影響が残るが、この影響は前記ラッチA14
によって取り除かれて(g)〜(i)の出力波形a−c
となる。 [0027]ところで前記出力波形a−Cは目的とする
(j)〜(1)の位置信号31〜S3に対して電気角で
30’進み位相の信号となっており、また各出力波形a
−cは夫々電気角180°毎に状態が変化(ハイレベル
からロウレベルあるいはロウレベルからハイレベルへ)
し、また各a−Cのパターンは60°毎に変化するもの
である。従って、この出力波形a−cの状態変化を検出
し、該状態変化の時間間隔を前記カウンタ部により計時
し、この計時終了と同時に該計時結果の172の時間を
計時することにより、前記出力波形a−cの状態変化か
ら電気角で30°遅れのタイミング信号を取り出すこと
ができ、このタイミング信号によって前記ラッチBを駆
動させることにより、出力波形31〜S3の位置信号を
得ることができる。 [0028]次に図5はデユーティが100%ではなく
PWM制御が行われているときの前記位置検出部4の動
作を説明するタイミング図である。但し説明の簡便化の
ためにU相端子電圧についてのみ説明するが、■相、W
相についても全く同様に動作する。同図においても(a
)のU相端子電圧及び(b)の比較器出力C1にはPW
M制御を受けた素子群2のスイッチングによるパルス及
び転流時のスパイクによるパルスが現れているが、これ
は前記ラッチAI4によって取り除かれる。即ち、前記
ラッチ八制御部18において、PWM制御信号の前記素
子群2を構成す**る素子がオフとなる期間とオンとな
ってから一定の期間(前記素子のオンタイムに相当する
期間とU相端子電圧波形に振動がなくなるまでの期間と
の合計)をマスクする信号m1と、転流のタイミング信
号によって起動されるワシショット回路25のパルスm
2 (期間は前記モータ3の最高回転数における電気角
30’弱に相当する期間)が作られ、これら出力m1、
m2を前記ゲート回路26を介してマスク信号Mとして
ラッチAに供給することで比較器出力C皇に含まれてい
た余分なパルスが取り除かれ、(C)のラッチA出力a
となりデユーティ100%のときと同様に(d)の位置
検出信号S1が得られる。 [0029]図6あるいは図7のように得られた位置検
出信号5l−33は前記速度検出部5においてパルス列
に変換されたのちにF/V(周波数/電圧)変換されて
速度信号となる。前記キャリア発生部6では斯かる速度
信号に基づき、 [00301
【数5]
[0031]から算出される周波数を有するキャリア信
号を発生させる。数5で表される関数Fは連続関数でも
よいし、階段関数でもよいが、モータ3の低速回転時に
周波数が低く、高速回転時に周波数が高くなるように該
モータの特性や、素子群2を構成する各素子の特性を考
慮して決定する必要がある。 [0032]また、前記PWMパターン発生部7では前
記速度信号及び速度指令部8からの速度指令信号と前記
キャリア発生部6からのキャリア信号とによりPWM制
御信号を発生し、これを前記ドライブ部9に供給する。 そしてドライブ部9は前記PWM信号と前記位置信号8
1〜S3とにより半導体スイッチング素子群2の所定の
素子を駆動する。 [0033]図8は前記位置信号81〜S3と素子群2
の出力U相、■相、W相との関係を時系列的に表した図
であり、位置検出信号5l−33の立ち上がりあるいは
立ち下がりで各相に対応したスイッチング素子がオフに
なったりオンになったりして所望の周波数の三相交流が
得られる。尚、素子群2の各相は2個のスイッチング素
子のオンオフによって作られ、図8中上オン、下オンは
夫々の素子の導通を示し、オフはどちらも非導通の状態
を示している。 [0034]このようにして、前記素子群2のPWMス
イッチング周波数が前記モータ3の回転速度に応じて変
化するために、該モータ3の高速回転時にも必要な精度
が得られ、低速回転時にも位置検出区間を確保すること
ができる。このことによりモータ3の可変速範囲を拡大
することができる。 [0035]尚、以上の実施例ではキャリア周波数を変
化させる信号を速度検出部5の速度信号としたが、速度
指令部8の速度指令信号としてもよい。さらに位置検出
部4、速度検出部5、キャリア発生部6、PWMパター
ン発生部7、速度指令部8、ドライブ部9をワシチップ
のマイクロコンピュータに取り込むことも可能である。 [0036] 【発明の効果】本発明は以上の説明の如く、複数個のロ
ータマグネットを有する回転子及び複数個のコイルを有
する固定子とからなるモータと、該モータに供給する電
流をパルス幅変調信号により制御するインバータ回路と
よりなり、該インバータ回路は前記モータの回転速度に
応じて前記パルス幅変調信号のキャリア周波数を可変に
したものであるから、モータの回転速度の高速、低速に
かかわらず精度のよい回転子の位置検出が可能となり、
広い範囲でのモータ回転速度の変速制御を行うことが可
能となる効果が生まれる。
号を発生させる。数5で表される関数Fは連続関数でも
よいし、階段関数でもよいが、モータ3の低速回転時に
周波数が低く、高速回転時に周波数が高くなるように該
モータの特性や、素子群2を構成する各素子の特性を考
慮して決定する必要がある。 [0032]また、前記PWMパターン発生部7では前
記速度信号及び速度指令部8からの速度指令信号と前記
キャリア発生部6からのキャリア信号とによりPWM制
御信号を発生し、これを前記ドライブ部9に供給する。 そしてドライブ部9は前記PWM信号と前記位置信号8
1〜S3とにより半導体スイッチング素子群2の所定の
素子を駆動する。 [0033]図8は前記位置信号81〜S3と素子群2
の出力U相、■相、W相との関係を時系列的に表した図
であり、位置検出信号5l−33の立ち上がりあるいは
立ち下がりで各相に対応したスイッチング素子がオフに
なったりオンになったりして所望の周波数の三相交流が
得られる。尚、素子群2の各相は2個のスイッチング素
子のオンオフによって作られ、図8中上オン、下オンは
夫々の素子の導通を示し、オフはどちらも非導通の状態
を示している。 [0034]このようにして、前記素子群2のPWMス
イッチング周波数が前記モータ3の回転速度に応じて変
化するために、該モータ3の高速回転時にも必要な精度
が得られ、低速回転時にも位置検出区間を確保すること
ができる。このことによりモータ3の可変速範囲を拡大
することができる。 [0035]尚、以上の実施例ではキャリア周波数を変
化させる信号を速度検出部5の速度信号としたが、速度
指令部8の速度指令信号としてもよい。さらに位置検出
部4、速度検出部5、キャリア発生部6、PWMパター
ン発生部7、速度指令部8、ドライブ部9をワシチップ
のマイクロコンピュータに取り込むことも可能である。 [0036] 【発明の効果】本発明は以上の説明の如く、複数個のロ
ータマグネットを有する回転子及び複数個のコイルを有
する固定子とからなるモータと、該モータに供給する電
流をパルス幅変調信号により制御するインバータ回路と
よりなり、該インバータ回路は前記モータの回転速度に
応じて前記パルス幅変調信号のキャリア周波数を可変に
したものであるから、モータの回転速度の高速、低速に
かかわらず精度のよい回転子の位置検出が可能となり、
広い範囲でのモータ回転速度の変速制御を行うことが可
能となる効果が生まれる。
【図1】本発明ブラシレスモータの駆動装置を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図2】キャリアとPWMパターンとの関係を示す図で
ある。
ある。
【図3】図1の位置検出部の詳細を示すブロック回路図
である。 t
である。 t
【図4】図3のラッチAの詳細を示すブロック回路図で
ある。
ある。
【図5】図4の回路の各部の電圧を示す図であり、(a
)はPwNi信号、(b)はシュミット入力ゲートの入
力、(C)は同じく出力m1、(d)はタイミング信号
、(e)はワンショット回路の出力、(f)はゲート回
路の出力である。
)はPwNi信号、(b)はシュミット入力ゲートの入
力、(C)は同じく出力m1、(d)はタイミング信号
、(e)はワンショット回路の出力、(f)はゲート回
路の出力である。
【図6】デユーティ100%のときの図1の各部の出力
を示す波形図であり、(a)はU相端子電圧、(b)は
V相端子電圧、(C)はW相端子電圧、(d)は比較器
Aの出力、(e)は比較器Bの出力、(f)は比較器C
の出力、(g)〜(i)はラッチAの出力、(j)〜(
1)は位置検出信号を夫々示している。
を示す波形図であり、(a)はU相端子電圧、(b)は
V相端子電圧、(C)はW相端子電圧、(d)は比較器
Aの出力、(e)は比較器Bの出力、(f)は比較器C
の出力、(g)〜(i)はラッチAの出力、(j)〜(
1)は位置検出信号を夫々示している。
【図7】デユーティ100%未満のときの図2の各部の
出力を示す波形図であり、(a)はU相端子電圧、(b
)は比較器Aの出力、(c)はラッチAの出力、(d)
は位置検出信号、(e)はPWM信号、(f)はラッチ
A制御部内のPWM信号、(g)はタイミング信号、(
h)はワンショット回路の出力、(i)はゲート回路の
出力を夫々示している。
出力を示す波形図であり、(a)はU相端子電圧、(b
)は比較器Aの出力、(c)はラッチAの出力、(d)
は位置検出信号、(e)はPWM信号、(f)はラッチ
A制御部内のPWM信号、(g)はタイミング信号、(
h)はワンショット回路の出力、(i)はゲート回路の
出力を夫々示している。
【図8】位置検出信号と素子群の出力波形との関係を示
す図であり、(a)〜(C)は位置検出信号、(d)〜
(f)は素子群の出力を夫々示している。
す図であり、(a)〜(C)は位置検出信号、(d)〜
(f)は素子群の出力を夫々示している。
1 直流電源
2 半導体スイッチング素子群3
ブラシレスモータ 4 位置検出部 5 速度検出部 6 キャリア発生部 7 PWMパターン発生部8
速度指令部 9 ドライブ部
ブラシレスモータ 4 位置検出部 5 速度検出部 6 キャリア発生部 7 PWMパターン発生部8
速度指令部 9 ドライブ部
【図5】
(Q)
(b)
(Cン
(d)
(e)
(f)
PW噛 ]几旦■」JU■劃
シ11&、し補−4f0t=11ト=コ4ヒ=:1t=
=コ1:i;f1==lニド=]と=トニ1糺ml
1M1lνじ皿t、a4 治″/4%印−」し→−−− 町 画−t−8「− ・ 田しし一−ゴロト
=コ1:i;f1==lニド=]と=トニ1糺ml
1M1lνじ皿t、a4 治″/4%印−」し→−−− 町 画−t−8「− ・ 田しし一−ゴロト
【図7】
CQ)
U二)干111=r14」ミ V2 Vc
c<b)C,1J廿じ甘m (ω Q ’i−−− は)S、 +、 Ii下−一 ;; (ξ)−(■ユ几m■廿田 (f) 糖1 「L丁り丁L「L「LfLロー■二ロ
ー」LL土−一 (励°−2π]乍]]− (i)M」UL且止」」 (Q) 〈Q (bン °(C)
c<b)C,1J廿じ甘m (ω Q ’i−−− は)S、 +、 Ii下−一 ;; (ξ)−(■ユ几m■廿田 (f) 糖1 「L丁り丁L「L「LfLロー■二ロ
ー」LL土−一 (励°−2π]乍]]− (i)M」UL且止」」 (Q) 〈Q (bン °(C)
【dJ
(e)
(f)
■
【図6】
L/ −−%ム
鼻−−u−くフ
V 1
v−W −□ にj
e01”mt−一−■−一 L J α S。 S!
v−W −□ にj
e01”mt−一−■−一 L J α S。 S!
【図8】
パ−−下=シーーー工
aケー−−++++−
°゛−−膳=]壬−
e 、t
′−し正二二F廿了−
ロう
よ□、 ・ 1111 ・
實フ丁−−−i、]=−一ト二二を二二二トー−[−一
−itン ヱゎ ゛ l++、1 オフ分工]斤辷 $朽 、 11 I ニオーHニニニニニF==1=−丁1゜富フ 1オγ
−itン ヱゎ ゛ l++、1 オフ分工]斤辷 $朽 、 11 I ニオーHニニニニニF==1=−丁1゜富フ 1オγ
Claims (1)
- 【請求項1】複数個のロータマグネットを有する回転子
及び複数個のコイルを有する固定子とからなるモータと
、該モータに供給する電流をパルス幅変調信号により制
御するインバータ回路とよりなり、該インバータ回路は
前記モータの回転速度に応じて前記パルス幅変調信号の
キャリア周波数を可変にしてなるブラシレスモータの駆
動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2401366A JPH04210797A (ja) | 1990-12-11 | 1990-12-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2401366A JPH04210797A (ja) | 1990-12-11 | 1990-12-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04210797A true JPH04210797A (ja) | 1992-07-31 |
Family
ID=18511204
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2401366A Pending JPH04210797A (ja) | 1990-12-11 | 1990-12-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04210797A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2744301A1 (fr) * | 1996-01-30 | 1997-08-01 | Thomson Csf | Onduleur d'alimentation d'un moteur electrique de traction d'un vehicule |
US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
US10581352B2 (en) | 2012-09-13 | 2020-03-03 | Moog Inc. | Method and apparatae for controlling and providing a voltage converter with a pulse-modulated switch |
-
1990
- 1990-12-11 JP JP2401366A patent/JPH04210797A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
FR2744301A1 (fr) * | 1996-01-30 | 1997-08-01 | Thomson Csf | Onduleur d'alimentation d'un moteur electrique de traction d'un vehicule |
EP0788220A1 (fr) * | 1996-01-30 | 1997-08-06 | Thomson-Csf | Onduleur d'alimentation d'un moteur électrique de traction d'un véhicule |
US5852356A (en) * | 1996-01-30 | 1998-12-22 | Thomson-Csf | DC/AC inverter for power supply to an electrical motor for the traction of a vehicle |
US10581352B2 (en) | 2012-09-13 | 2020-03-03 | Moog Inc. | Method and apparatae for controlling and providing a voltage converter with a pulse-modulated switch |
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