JPH0420315B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0420315B2 JPH0420315B2 JP57085933A JP8593382A JPH0420315B2 JP H0420315 B2 JPH0420315 B2 JP H0420315B2 JP 57085933 A JP57085933 A JP 57085933A JP 8593382 A JP8593382 A JP 8593382A JP H0420315 B2 JPH0420315 B2 JP H0420315B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- interpolation
- interpolation coefficient
- coefficient series
- sets
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 21
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 6
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 101100524644 Toxoplasma gondii ROM4 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Television Systems (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はデータ信号受信機、特にテレビジヨン
信号に重畳された２値のデイジタル信号からなる
テレビジヨン文字多重信号を受信するのに適した
受信機に関するものである。
信号に重畳された２値のデイジタル信号からなる
テレビジヨン文字多重信号を受信するのに適した
受信機に関するものである。
文字多重テレビジヨン信号は一般に第１図ａに
示すように、テレビジヨン信号の垂直帰線期間に
文字等の情報を表わす２値のNRZデータ信号が
文字多重データパケツトDPとして重畳されてい
る。Ｈは水平同期信号、Ｃはカラーバーストを表
わす。
示すように、テレビジヨン信号の垂直帰線期間に
文字等の情報を表わす２値のNRZデータ信号が
文字多重データパケツトDPとして重畳されてい
る。Ｈは水平同期信号、Ｃはカラーバーストを表
わす。
受信機は、このデータ信号をサンプリングする
際に、第１図ｂに示すような２バイト分のクロツ
クライン信号CRIによつて受信機に内蔵された発
振器の位相を制御して、同図ｃのような最適な位
相のサンプリングクロツクを発生させるようにな
つている。
際に、第１図ｂに示すような２バイト分のクロツ
クライン信号CRIによつて受信機に内蔵された発
振器の位相を制御して、同図ｃのような最適な位
相のサンプリングクロツクを発生させるようにな
つている。
しかしながら、第１図ｂに示すような最適位相
を持つたサンプリングクロツクを得る事は次の理
由から困難となる場合が多い。
を持つたサンプリングクロツクを得る事は次の理
由から困難となる場合が多い。
(1) クロツクランイン信号が８サイクル分しかな
く、又それが1/60秒の周期でしか存在しないた
め、安定なクロツク位相制御が難しい。
く、又それが1/60秒の周期でしか存在しないた
め、安定なクロツク位相制御が難しい。
(2) 家庭用テレビジヨン受像機においては、Ｓ／
Ｎが低い場合、あるいはゴースト等による波形
ひずみが大きい場合がかなり多く、クロツク位
相制御が適正に行なわれない。
Ｎが低い場合、あるいはゴースト等による波形
ひずみが大きい場合がかなり多く、クロツク位
相制御が適正に行なわれない。
本発明の目的は、最適な位相のサンプリングク
ロツクを得ることが困難な条件下においても、最
適なサンプルポイントでサンプルしたのと等価な
データを安定に復号器に供給することを可能とし
たデータ信号受信機を提供するものである。
ロツクを得ることが困難な条件下においても、最
適なサンプルポイントでサンプルしたのと等価な
データを安定に復号器に供給することを可能とし
たデータ信号受信機を提供するものである。
まず本発明の基礎原理を第２図によつて説明す
る。今、信号伝送速度fcで伝送されかつ、伝送路
の帯域がfcで制限されているNRZデータ信号の伝
送波形x(t)を考える。x(t)を2fcの周波数でサンプリ
ングし、その時のサンプル値をxjとすると、サン
プリング定理より次式が成立つ。
る。今、信号伝送速度fcで伝送されかつ、伝送路
の帯域がfcで制限されているNRZデータ信号の伝
送波形x(t)を考える。x(t)を2fcの周波数でサンプリ
ングし、その時のサンプル値をxjとすると、サン
プリング定理より次式が成立つ。
x(t)＝∞
〓j=-∞
xjｈ（ｔ−jT） ……(1)
ただし、Ｔ＝１／2fc、またh(t)は次式で定義さ
れる内挿関数である。
れる内挿関数である。
h(t)＝sin（πt／Ｔ）／πt／Ｔ ……(2)
ところで、x(t)をτだけ遅らせたx(t-〓)のサンプ
ル値x^kを求めようとすると、(1)式より、次式が得
られる。
ル値x^kを求めようとすると、(1)式より、次式が得
られる。
x^k＝ｘ（ｔ−τ）｜ｔ＝kT
＝∞
〓j=-∞
xjｈ（kT−τ−jT） ……(3)
ここで、ｉ＝ｋ−ｊと置換え、さらに和をとる
範囲を−N1〜N2まで制限すると次の補間公式が
得られる。
範囲を−N1〜N2まで制限すると次の補間公式が
得られる。
x^k＝N2
〓i=-N1
ｈ（iT−τ）xk-i ……(4)
(4)式は、任意のサンプル点でのサンプル値xkが
与えられていれば、そのサンプル点よりτだけ遅
れたサンプル点でのサンプル値x^kがxkと補間係数
系列ｈ（iT−τ）との演算によつて得られるとい
う事を示している。
与えられていれば、そのサンプル点よりτだけ遅
れたサンプル点でのサンプル値x^kがxkと補間係数
系列ｈ（iT−τ）との演算によつて得られるとい
う事を示している。
本発明はこのような知見に基いてなされたもの
で、受信したデータ信号を信号伝送速度の２倍以
上の周波数でサンプリングしデイジタル化した
後、最適位相でサンプリングしたのと等価な補間
データを(4)式の補間公式によつて求めることを特
徴としている。
で、受信したデータ信号を信号伝送速度の２倍以
上の周波数でサンプリングしデイジタル化した
後、最適位相でサンプリングしたのと等価な補間
データを(4)式の補間公式によつて求めることを特
徴としている。
本発明によれば、データを取り込む際のサンプ
リングクロツクが最適位相からずれていても、サ
ンプル値系列に対して補間処理を施すことによつ
て最適なサンプリングポイントに対応するデータ
を得て、復号器に供給することができ、テレビジ
ヨン文字多重信号等の受信を安定に行なうことが
可能となる。
リングクロツクが最適位相からずれていても、サ
ンプル値系列に対して補間処理を施すことによつ
て最適なサンプリングポイントに対応するデータ
を得て、復号器に供給することができ、テレビジ
ヨン文字多重信号等の受信を安定に行なうことが
可能となる。
〔発明の実施例〕
第３図に本発明の第１の実施例を示す。図にお
いて、受信されたビデオ信号は端子１より入力さ
れ、Ａ／Ｄ変換器２によつて信号伝送速度fcの２
倍の周波数2fcでサンプリングされ、デイジタル
化される。このデイジタル化されたサンプル値xk
は、第１図ａに示す１パケツト分ｋ＝１〜Npが、
シフトレジスタ３に記憶される。（正確には(4)式
中のΣの範囲（N1＋N2＋１＝Ｎ）をパケツトの
長さNpに加えた（Ｎ＋Np）個のサンプル値を記
憶する） シフトレジスタ３から読み出されるデータxk
は、ROM４と乗算器５および累積器６からなる
補間データ演算部７に与えられる。
いて、受信されたビデオ信号は端子１より入力さ
れ、Ａ／Ｄ変換器２によつて信号伝送速度fcの２
倍の周波数2fcでサンプリングされ、デイジタル
化される。このデイジタル化されたサンプル値xk
は、第１図ａに示す１パケツト分ｋ＝１〜Npが、
シフトレジスタ３に記憶される。（正確には(4)式
中のΣの範囲（N1＋N2＋１＝Ｎ）をパケツトの
長さNpに加えた（Ｎ＋Np）個のサンプル値を記
憶する） シフトレジスタ３から読み出されるデータxk
は、ROM４と乗算器５および累積器６からなる
補間データ演算部７に与えられる。
ここで、ROM４には次式で示されるＭ組の補
間系数系列al iが記憶されている。
間系数系列al iが記憶されている。
al i＝ｈ（iT−lT／Ｍ）
（ｉ＝−N1〜N2，ｌ＝１〜Ｍ） ……(5)
ここでｈ（iT−lT／Ｍ）は(2)式で示される関数
であり、(2)式を(5)式へ代入すると al i＝sin｛π（ｉ−ｌ／Ｍ）｝／π（ｉ−ｌ／
Ｍ）……(6) となる。ただしＭは、区間Ｔ＝１／2fcをＭ等分
して(4)式で述べた時間遅れτを表現しているもの
である。すなわち、 τ＝（ｌ／Ｍ）Ｔ （ｌ＝１−Ｍ） ……(7) となつており、ｌはτの大きさを表現している事
になる。
であり、(2)式を(5)式へ代入すると al i＝sin｛π（ｉ−ｌ／Ｍ）｝／π（ｉ−ｌ／
Ｍ）……(6) となる。ただしＭは、区間Ｔ＝１／2fcをＭ等分
して(4)式で述べた時間遅れτを表現しているもの
である。すなわち、 τ＝（ｌ／Ｍ）Ｔ （ｌ＝１−Ｍ） ……(7) となつており、ｌはτの大きさを表現している事
になる。
乗算器５及び累積器６は、シフトレジスタ３へ
のデータ書込みが終つた時点から、シフトレジス
タ３より読み出されたデータxkと、ROM４より
読み出された補間係数al iとの乗算累積値x^l kを補間
データとして次式に基づいて演算する。
のデータ書込みが終つた時点から、シフトレジス
タ３より読み出されたデータxkと、ROM４より
読み出された補間係数al iとの乗算累積値x^l kを補間
データとして次式に基づいて演算する。
x^l k＝N2
〓i=-N1
al ixk−ｉ （ｌ＝１〜Ｍ） ……(8)
（このときのシフトレジスタ３およびROM４の
読み出しクロツク周波数を2Nfcp（Ｎ＝N1＋N2＋
１…累積数）とする。補間データx^kは2fcpの周波
数で出力される。）x^l kは第２図に示すようにサン
プル値xkよりτ＝（ｌ／Ｍ）Ｔだけ遅れた点のサ
ンプル値に相当している。
読み出しクロツク周波数を2Nfcp（Ｎ＝N1＋N2＋
１…累積数）とする。補間データx^kは2fcpの周波
数で出力される。）x^l kは第２図に示すようにサン
プル値xkよりτ＝（ｌ／Ｍ）Ｔだけ遅れた点のサ
ンプル値に相当している。
一方、ROM４より読み出すべき最適の補間係
数系列を選択するための補間係数選択部８は次の
ように構成されている。シフトレジスタ９は、あ
る定められたｌに対してx^l kの中から、第４図ｂに
示すようなクロツクランイン部のデータを補間デ
ータ演算部７を通して得られた第４図ｂに示すデ
ータのうちの4P個、すなわち、x^l p1〜x^l p2を読み込
む。ただし4P＝P2＋P1−１である。このシフト
レジスタ９から読み出されるデータx^l kは第１のコ
ンパレータ１０に与えられる。
数系列を選択するための補間係数選択部８は次の
ように構成されている。シフトレジスタ９は、あ
る定められたｌに対してx^l kの中から、第４図ｂに
示すようなクロツクランイン部のデータを補間デ
ータ演算部７を通して得られた第４図ｂに示すデ
ータのうちの4P個、すなわち、x^l p1〜x^l p2を読み込
む。ただし4P＝P2＋P1−１である。このシフト
レジスタ９から読み出されるデータx^l kは第１のコ
ンパレータ１０に与えられる。
コンパレータ１０は、まずメモリ１１に記憶さ
れた値Xmaxと、シフトレジスタ９より読み出さ
れたデータx^l kとの比較をｋ＝P1〜P2まで行い、
もしx^l k＞Xmaxなら、メモリ１１内のXmaxの値
をx^l kで置換える。次にコンパレータ１０はXmax
とx^l kとの比較を再びｋ＝P1〜P2まで行い、もし
x^l k＝Xmaxならその時のx^l kの値をゲート１２によ
つて1/2（信号レベルの範囲を０〜１とする）に
書き換える。その操作が終ると、メモリ１１内の
Xmaxの値は累積器１３に累積され、同時に
Xmaxは０にリセツトされる。
れた値Xmaxと、シフトレジスタ９より読み出さ
れたデータx^l kとの比較をｋ＝P1〜P2まで行い、
もしx^l k＞Xmaxなら、メモリ１１内のXmaxの値
をx^l kで置換える。次にコンパレータ１０はXmax
とx^l kとの比較を再びｋ＝P1〜P2まで行い、もし
x^l k＝Xmaxならその時のx^l kの値をゲート１２によ
つて1/2（信号レベルの範囲を０〜１とする）に
書き換える。その操作が終ると、メモリ１１内の
Xmaxの値は累積器１３に累積され、同時に
Xmaxは０にリセツトされる。
次にふたたび、コンパレータ１０はメモリ１１
内のXmaxと、シフトレジスタ９からのデータx^l k
との比較をｋ＝P1〜P2まで行い、x^l k＞Xmaxなら
Xmaxをx^l kに置き換え、さらにもう１度Xmaxと
x^l kとの比較をｋ＝P1〜P2まで行いx^l k＝Xmaxなら
x^l kを1/2に置き換え、その後Xmaxの値を累積器
１３へ加算する。以上の操作をＰ回くり返すと、
累積器１３にはx^l p1〜x^l p2の4P個のデータのうち、
大きい方から順にＰ個とつた値の和が得られる。
内のXmaxと、シフトレジスタ９からのデータx^l k
との比較をｋ＝P1〜P2まで行い、x^l k＞Xmaxなら
Xmaxをx^l kに置き換え、さらにもう１度Xmaxと
x^l kとの比較をｋ＝P1〜P2まで行いx^l k＝Xmaxなら
x^l kを1/2に置き換え、その後Xmaxの値を累積器
１３へ加算する。以上の操作をＰ回くり返すと、
累積器１３にはx^l p1〜x^l p2の4P個のデータのうち、
大きい方から順にＰ個とつた値の和が得られる。
次にコンパレータ１０はメモリ１１に記憶され
た値Xminとシフトレジスタ９からのデータx^l kと
の比較をｋ＝P1〜P2まで行い、x^l k＜Xminなら
Xminの値をx^l kに置き換える。次に、ふたたびx^l k
とXminの比較をｋ＝P1〜P2まで行い、もしx^l k＝
Xminならx^l kの値をゲート１２によつて1/2に置
き換える。その後に、Xminの値の符号を逆にし
た値を、累積器１３に加算し同時にXminの値を
１にリセツトする。以上の操作をＰ回くり返す
と、累積器１３には、x^l p1〜x^l p2の4P個のデータの
うち、小さい方から順にＰ個とつた値の和の符号
を逆にした値が加算される事になる。
た値Xminとシフトレジスタ９からのデータx^l kと
の比較をｋ＝P1〜P2まで行い、x^l k＜Xminなら
Xminの値をx^l kに置き換える。次に、ふたたびx^l k
とXminの比較をｋ＝P1〜P2まで行い、もしx^l k＝
Xminならx^l kの値をゲート１２によつて1/2に置
き換える。その後に、Xminの値の符号を逆にし
た値を、累積器１３に加算し同時にXminの値を
１にリセツトする。以上の操作をＰ回くり返す
と、累積器１３には、x^l p1〜x^l p2の4P個のデータの
うち、小さい方から順にＰ個とつた値の和の符号
を逆にした値が加算される事になる。
すなわち、ある与えられたｌの値に対して、累
積器１３内の値Dlは4P個のデータx^l k（ｋ＝P1〜
P2）に対して Dl＝（大きいものＰ個の和） −（小さいものＰ個の和） ……(9) となる。この累積器１３内の値Dlは第２のコンパ
レータ１４に与えられる。
積器１３内の値Dlは4P個のデータx^l k（ｋ＝P1〜
P2）に対して Dl＝（大きいものＰ個の和） −（小さいものＰ個の和） ……(9) となる。この累積器１３内の値Dlは第２のコンパ
レータ１４に与えられる。
コンパレータ１４は累積器１３内の値Dlとメモ
リ１５に記憶された値Dmaxとを比較し、もしDl
＞DmaxであればDmaxの値をDlに置換えると同
時に、メモリ１５に記憶されているもう１つのデ
ータLmaxをその時のｌの値に置き換える。
リ１５に記憶された値Dmaxとを比較し、もしDl
＞DmaxであればDmaxの値をDlに置換えると同
時に、メモリ１５に記憶されているもう１つのデ
ータLmaxをその時のｌの値に置き換える。
以上の一連の動作、すなわち(8)式で表わされる
x^l kを演算し、(9)式のDlを求め、Dmax、Lmaxの
値の置換を行うまでの動作が、ｌ＝１〜Ｍまでに
ついて行なわれる。その結果、メモリ１５内の
Lmaxの値は(9)式で示されるDlを最も大きくする
ようなｌの値と等しくなつている。
x^l kを演算し、(9)式のDlを求め、Dmax、Lmaxの
値の置換を行うまでの動作が、ｌ＝１〜Ｍまでに
ついて行なわれる。その結果、メモリ１５内の
Lmaxの値は(9)式で示されるDlを最も大きくする
ようなｌの値と等しくなつている。
そしてｌ＝Lmaxに固定され、これに基き
ROM４よりaLmax i（ｉ＝−N1〜N2）が選択されて
読み出されることによつて今度は(8)式の演算がす
べてのｋの範囲（ｋ＝１〜Ｎ）について補間デー
タ演算部７で行なわれる。その結果得られたデー
タx^l kのうちの4P個のx^l k（ｋ＝P1〜P2）は減算器１
６によつて値1/2が減算され、その絶対値｜x^l k−
１／２｜がさらに第１のラツチ回路１７へ送られる。
ラツチ回路１７には(8)式の演算クロツク周波数で
ある2Nfcpの1/2Ｎ（Ｎ＝N1＋N2＋１…(8)式のΣの
範囲）の周波数fcpのラツチ用クロツクが2Ncfcp
のクロツク発振器１８から1/2Ｎ分周器１９およ
びスイツチ２０を介して供給されており、その位
相はスイツチ２０によつて、正相（CLK）ある
いは逆相（）に切換える事ができるように
なつている。ここで、スイツチ２０は最初正相
（CLK）側になつており、減算器１６の出力｜x^l k
−1/2｜のｋ＝P1〜（P1＋P2）までの部分、すな
わちクロツクランイン部の前半に相当する部分が
ラツチ回路１７で１つおきにＰ個ラツチされ、そ
の値が累積器２１に累積される。累積値の最終値
はメモリ２２に記憶され同時に累積器２１は初期
値が０にリセツトされる。次に、スイツチ２０は
逆相（）側に切換り、クロツクランイン部
のデータ｜x^l k−1/2｜の後半に相当する部分、す
なわちｋ＝（P1＋P/2＋１）〜P2について１つお
きにラツチ回路１７でラツチされその値が累積器
２１で累積される。次に累積器２１の最終累積値
Ｂとメモリ２２内の値Ａがコンパレータ２３によ
つて比較され、もしＡＢならスイツチ２０は正
相（CLK）側に、Ａ＜Ｂなら逆相（）側に
切換えられて固定される。
ROM４よりaLmax i（ｉ＝−N1〜N2）が選択されて
読み出されることによつて今度は(8)式の演算がす
べてのｋの範囲（ｋ＝１〜Ｎ）について補間デー
タ演算部７で行なわれる。その結果得られたデー
タx^l kのうちの4P個のx^l k（ｋ＝P1〜P2）は減算器１
６によつて値1/2が減算され、その絶対値｜x^l k−
１／２｜がさらに第１のラツチ回路１７へ送られる。
ラツチ回路１７には(8)式の演算クロツク周波数で
ある2Nfcpの1/2Ｎ（Ｎ＝N1＋N2＋１…(8)式のΣの
範囲）の周波数fcpのラツチ用クロツクが2Ncfcp
のクロツク発振器１８から1/2Ｎ分周器１９およ
びスイツチ２０を介して供給されており、その位
相はスイツチ２０によつて、正相（CLK）ある
いは逆相（）に切換える事ができるように
なつている。ここで、スイツチ２０は最初正相
（CLK）側になつており、減算器１６の出力｜x^l k
−1/2｜のｋ＝P1〜（P1＋P2）までの部分、すな
わちクロツクランイン部の前半に相当する部分が
ラツチ回路１７で１つおきにＰ個ラツチされ、そ
の値が累積器２１に累積される。累積値の最終値
はメモリ２２に記憶され同時に累積器２１は初期
値が０にリセツトされる。次に、スイツチ２０は
逆相（）側に切換り、クロツクランイン部
のデータ｜x^l k−1/2｜の後半に相当する部分、す
なわちｋ＝（P1＋P/2＋１）〜P2について１つお
きにラツチ回路１７でラツチされその値が累積器
２１で累積される。次に累積器２１の最終累積値
Ｂとメモリ２２内の値Ａがコンパレータ２３によ
つて比較され、もしＡＢならスイツチ２０は正
相（CLK）側に、Ａ＜Ｂなら逆相（）側に
切換えられて固定される。
この動作が終ると、スイツチ２０を介して与え
られるクロツクによつて補間データ演算部７の出
力をラツチする第２のラツチ回路２４の出力に
は、望ましいサンプリングポイントでサンプルさ
れたところの、クロツクランイン以後のデータが
得られる。なお、この時の望ましいサンプリング
ポイントとは、第４図ｃに示すように、クロツク
ランイン部の波形を周波数∫cでサンプリングした
場合の、最大値と最小値の差が最も大きくなるよ
うなサンプリングポイントを意味している。上記
の説明でＰを１にとれば、文字通り最大値と最小
値の差を最大化していることになるが、Ｐが複数
の場合にはＰサイクルの波形の各サイクルの最大
値の平均値と最小値の平均値との差を最大化して
いることになり、雑音や歪の影響が軽減される。
られるクロツクによつて補間データ演算部７の出
力をラツチする第２のラツチ回路２４の出力に
は、望ましいサンプリングポイントでサンプルさ
れたところの、クロツクランイン以後のデータが
得られる。なお、この時の望ましいサンプリング
ポイントとは、第４図ｃに示すように、クロツク
ランイン部の波形を周波数∫cでサンプリングした
場合の、最大値と最小値の差が最も大きくなるよ
うなサンプリングポイントを意味している。上記
の説明でＰを１にとれば、文字通り最大値と最小
値の差を最大化していることになるが、Ｐが複数
の場合にはＰサイクルの波形の各サイクルの最大
値の平均値と最小値の平均値との差を最大化して
いることになり、雑音や歪の影響が軽減される。
ラツチ回路２４の出力２５は、受信機に含まれ
る復号器に直接あるいは等化器などを介して供給
される。
る復号器に直接あるいは等化器などを介して供給
される。
第５図には本発明の第２の実施例を示す。この
実施例においては、補間係数選択部８′の構成が
第３図と異なつている。すなわち、補間データ演
算部７の累積器６の出力x^l kは、まず演算回路３１
によつて絶対値｜x^l k｜が求められ、それがメモリ
３４にel kとして記憶される。次に演算回路３１に
よつて｜x^l k−1/2｜が求められ、これがメモリ３
４内の値el kとコンパレータ３３によつて比較さ
れ、もし｜x^l k−1/2｜＜el kならel kは｜x^l k−1/2｜で
置換えられる。次に演算回路３１によつて｜x^l k−
１｜が求められ、これとel kの値がコンパレータ３
３によつて比較され、もし｜x^l k−１｜＜el kならel k
は｜x^l k−１｜で置かえられる。この動作が終る
と、el kとして次の式で表わされる値が得られる。
実施例においては、補間係数選択部８′の構成が
第３図と異なつている。すなわち、補間データ演
算部７の累積器６の出力x^l kは、まず演算回路３１
によつて絶対値｜x^l k｜が求められ、それがメモリ
３４にel kとして記憶される。次に演算回路３１に
よつて｜x^l k−1/2｜が求められ、これがメモリ３
４内の値el kとコンパレータ３３によつて比較さ
れ、もし｜x^l k−1/2｜＜el kならel kは｜x^l k−1/2｜で
置換えられる。次に演算回路３１によつて｜x^l k−
１｜が求められ、これとel kの値がコンパレータ３
３によつて比較され、もし｜x^l k−１｜＜el kならel k
は｜x^l k−１｜で置かえられる。この動作が終る
と、el kとして次の式で表わされる値が得られる。
el k＝min｛｜xl k｜，
｜xl k−1/2｜，｜xl k−１｜｝ …(10)
累積器３５は、各ｋに対するel kをｋ＝P1〜P2ま
で累積し次式で示される値Elを求める。
で累積し次式で示される値Elを求める。
El＝P2
〓k=P1
el k ……（11）
ただし、P1、P2は先に説明した通り、クロツ
クランイン部のデータ区間を示している。
クランイン部のデータ区間を示している。
累積器３５の出力Elは、コンパレータ３６によ
つてメモリ３７に記憶されたデータEminと比較
され、もしEl＜EminならEminはElによつて書き
換えられ、同時に、メモリ３７内のデータLmin
はその時のｌの値によつて書換えられる。
つてメモリ３７に記憶されたデータEminと比較
され、もしEl＜EminならEminはElによつて書き
換えられ、同時に、メモリ３７内のデータLmin
はその時のｌの値によつて書換えられる。
以上の一連の動作がｌ＝１〜Ｍまで行なわれる
とLminの値としては、（11）式で示されるElが最
小となるようなｌの値が得られる。
とLminの値としては、（11）式で示されるElが最
小となるようなｌの値が得られる。
そこで、ｌ＝Lminに固定して、今度は(8)式の
演算がｋの全区間（ｋ＝１〜Ｎ）について行なわ
れ、その結果得られたデータは減算器１６へ供給
される。以下の動作は第１の実施例と同じなので
省略する。この第２の実施例では、サンプル値
が、とるべき値０、1/2、１のどれかに最も近づ
くような、サンプル点が求められるわけで、出力
２５としては、やはり第４図ｃに示すような望ま
しいサンプル点でのサンプル値が得られる事とな
る。
演算がｋの全区間（ｋ＝１〜Ｎ）について行なわ
れ、その結果得られたデータは減算器１６へ供給
される。以下の動作は第１の実施例と同じなので
省略する。この第２の実施例では、サンプル値
が、とるべき値０、1/2、１のどれかに最も近づ
くような、サンプル点が求められるわけで、出力
２５としては、やはり第４図ｃに示すような望ま
しいサンプル点でのサンプル値が得られる事とな
る。
なお、レベルメモリ３２は信号の低レベル、高
レベル及び中点の基準レベルを記憶するためのも
のであり、本実施例では、低レベル＝０、高レベ
ル＝１、中点＝1/2として扱つている。もちろん、
これ以外の値でもよく、又多値伝送の場合にも拡
張は可能である。又本実施例は、必ずしも、クロ
ツクランイン部を利用する必要はなく、伝送信号
の任意の区間を利用する事も可能である。
レベル及び中点の基準レベルを記憶するためのも
のであり、本実施例では、低レベル＝０、高レベ
ル＝１、中点＝1/2として扱つている。もちろん、
これ以外の値でもよく、又多値伝送の場合にも拡
張は可能である。又本実施例は、必ずしも、クロ
ツクランイン部を利用する必要はなく、伝送信号
の任意の区間を利用する事も可能である。
第６図は本発明の第３の実施例を示すものであ
る。この実施例においては、補間係数選択部８″
の構成および挿入位置が第３図および第５図とは
異なつている。すなわち、補間係数選択部８″は、
補間データ演算部７の後にではなく、これと並列
に配置されている点がまず異る。前記二つの実施
例が、最適補間係数系列の選択に関して閉ループ
制御であるのに対して、本実施例では開ループ制
御である。
る。この実施例においては、補間係数選択部８″
の構成および挿入位置が第３図および第５図とは
異なつている。すなわち、補間係数選択部８″は、
補間データ演算部７の後にではなく、これと並列
に配置されている点がまず異る。前記二つの実施
例が、最適補間係数系列の選択に関して閉ループ
制御であるのに対して、本実施例では開ループ制
御である。
本実施例における最適補間係数系列の選択法を
説明する。まずシフトレジスタ３から、クロツク
ランイン部のデータのうちの4P個、すなわちx1、
x2、…、x4pが乗算器４１および４２に並列に送
られる。（クロツク周波数2Ncp）これら乗算器
へは、2Ncpのクロツク発振器１８から、1/4分
周器４０を介して、互に90゜位相の異る周波数
Ncp／２のデイジタル正弦波形が供給されてい
る。その意味は2Ncpのクロツクで見ると、乗算
器４１へは０、１、０、−１、０、…という系列
が、また乗算器４２へはこれとは１サンプル周期
がずれた１、０、−１、０、１、…という系列が
供給されているということである。乗算器４１お
よび４２ではシフトレジスタ３から読み出された
データx1〜x4pに対して上記０、１、−１からなる
係数列が乗算されるから、乗算結果を累積器４３
および４３で累積すると、累積器４３の出力には
S1＝（x2＋x6＋…＋x4p-2）−（x4＋x8＋…＋x4p）
が、また累積器４４の出力にはS2＝（x1＋x5…＋
x4p-3）−（x3＋x7＋…x4p-1）が得られる。第４図
のクロツクランイン波形を参照すると、実際のサ
ンプリング点と望ましいサンプリング点との時間
差をτとしたとき、 S1＝asin（2πτ／4T） S2＝acos（2πτ／4T） ……（12） ａは正の定数 となることがわかる。これからτは τ＝2T／πtan-1（S1／S2） ……（13） によつて求まる。τとｌの関係は(7)式で与えられ
るから ｌ＝2M／Ｔ＝2M／πtan-1（S1／S2） ……（14） としてもよい。ROM４５は、（14）式のS1とS2
の組をアドレスとして、ｌを出力するようにした
読み出し専用メモリである。ROM４５の出力は
このようにしてｌの最適値を与えるから、これを
補間係数メモリであるROM４に供給すればよ
い。
説明する。まずシフトレジスタ３から、クロツク
ランイン部のデータのうちの4P個、すなわちx1、
x2、…、x4pが乗算器４１および４２に並列に送
られる。（クロツク周波数2Ncp）これら乗算器
へは、2Ncpのクロツク発振器１８から、1/4分
周器４０を介して、互に90゜位相の異る周波数
Ncp／２のデイジタル正弦波形が供給されてい
る。その意味は2Ncpのクロツクで見ると、乗算
器４１へは０、１、０、−１、０、…という系列
が、また乗算器４２へはこれとは１サンプル周期
がずれた１、０、−１、０、１、…という系列が
供給されているということである。乗算器４１お
よび４２ではシフトレジスタ３から読み出された
データx1〜x4pに対して上記０、１、−１からなる
係数列が乗算されるから、乗算結果を累積器４３
および４３で累積すると、累積器４３の出力には
S1＝（x2＋x6＋…＋x4p-2）−（x4＋x8＋…＋x4p）
が、また累積器４４の出力にはS2＝（x1＋x5…＋
x4p-3）−（x3＋x7＋…x4p-1）が得られる。第４図
のクロツクランイン波形を参照すると、実際のサ
ンプリング点と望ましいサンプリング点との時間
差をτとしたとき、 S1＝asin（2πτ／4T） S2＝acos（2πτ／4T） ……（12） ａは正の定数 となることがわかる。これからτは τ＝2T／πtan-1（S1／S2） ……（13） によつて求まる。τとｌの関係は(7)式で与えられ
るから ｌ＝2M／Ｔ＝2M／πtan-1（S1／S2） ……（14） としてもよい。ROM４５は、（14）式のS1とS2
の組をアドレスとして、ｌを出力するようにした
読み出し専用メモリである。ROM４５の出力は
このようにしてｌの最適値を与えるから、これを
補間係数メモリであるROM４に供給すればよ
い。
第６図のうち上記以外の部分の動作は第３図の
場合と同じであるので説明を省略する。
場合と同じであるので説明を省略する。
以上のごとく、本発明によれば従来の方式のよ
うに実時間でデータを取り込む際のサンプリング
クロツクの位相を調整することなしに、デイジタ
ル演算のみで望ましいサンプリング位相に対応す
るサンプル値を復号器に供給する事ができるた
め、(1)回路の集積化が容易である、(2)ゴースト等
の受信障害地域でも安定に動作する、という特長
を持ち、特に家庭用テレビジヨン受像機に組込ま
れる文字多重信号用のデータ受信機等に適用した
場合、顕著な効果が得られるものである。
うに実時間でデータを取り込む際のサンプリング
クロツクの位相を調整することなしに、デイジタ
ル演算のみで望ましいサンプリング位相に対応す
るサンプル値を復号器に供給する事ができるた
め、(1)回路の集積化が容易である、(2)ゴースト等
の受信障害地域でも安定に動作する、という特長
を持ち、特に家庭用テレビジヨン受像機に組込ま
れる文字多重信号用のデータ受信機等に適用した
場合、顕著な効果が得られるものである。
第１図はテレビジヨン文字多重信号フオーマツ
トとその受信動作を示す波形図、第２図は本発明
の原理を説明するための図、第３図は本発明の第
１の実施例の構成図、第４図はその動作を説明す
るための図、第５図および第６図は本発明の他の
実施例の構成図である。 １……データ信号入力端子、２……Ａ／Ｄ変換
器、３……シフトレジスタ（記憶手段）、４……
ROM、５……乗算器、６，１３，１５，２１，
３５……累積器、７……補間データ演算部、８，
８′，８″……補間係数選択部、９……シフトレジ
スタ、１０，１４，２３，３３，３６……コンパ
レータ、１１，１５，２２，３４，３７……メモ
リ、１２……ゲート、１６……減算器、１７，２
４……ラツチ回路、１８……クロツク発振器、１
９……1/2分周器、３１……演算回路、３２……
レベルメモリ。
トとその受信動作を示す波形図、第２図は本発明
の原理を説明するための図、第３図は本発明の第
１の実施例の構成図、第４図はその動作を説明す
るための図、第５図および第６図は本発明の他の
実施例の構成図である。 １……データ信号入力端子、２……Ａ／Ｄ変換
器、３……シフトレジスタ（記憶手段）、４……
ROM、５……乗算器、６，１３，１５，２１，
３５……累積器、７……補間データ演算部、８，
８′，８″……補間係数選択部、９……シフトレジ
スタ、１０，１４，２３，３３，３６……コンパ
レータ、１１，１５，２２，３４，３７……メモ
リ、１２……ゲート、１６……減算器、１７，２
４……ラツチ回路、１８……クロツク発振器、１
９……1/2分周器、３１……演算回路、３２……
レベルメモリ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 伝送されたクロツクランイン部を有するデー
タ信号を受信し復号するデータ信号受信機におい
て、 受信したデータ信号を信号伝送速度の２倍以上
の周波数でサンプリングし、デイジタル化してサ
ンプルデータを得る手段と、 複数組の補間係数系列を記憶する手段と、 この手段に記憶された複数組の補間係数系列に
より前記サンプルデータに補間演算を施して補間
データを得る手段と、 この手段により得られた補間データに従つてク
ロツクランイン部の補間データの最大値と最小値
との差を最大とする一組の補間係数系列を前記複
数組の補間係数系列から選択する手段と、 この手段により選択された補間係数系列に対応
した補間データを復号部へ出力する手段と を備えたことを特徴とするデータ信号受信機。 ２ 伝送されたデータ信号を受信し復号するデー
タ信号受信機において、 受信したデータ信号を信号伝送速度の２倍以上の
周波数でサンプリングし、デイジタル化してサン
プルデータを得る手段と、 複数組の補間係数系列を記憶する手段と、 この手段に記憶された複数組の補間係数系列に
より前記サンプルデータに補間演算を施して補間
データを得る手段と、 この手段により得られた補間データと前記サン
プルデータの最大・最小および中点レベルとの差
を求め、これらの差の最小値についての一定期間
内の累積値を最小とする一組の補間係数系列を前
記複数組の補間係数系列から選択する手段と、 この手段により選択された補間係数系列に対応
した補間データを復号部へ出力する手段と を備えたことを特徴とするデータ信号受信機。 ３ 伝送されたクロツクランイン部を有するデー
タ信号を受信し復号するデータ信号受信機におい
て、 受信したデータ信号を信号伝送速度の２倍以上
の周波数でサンプリングし、デイジタル化してサ
ンプルデータを得る手段と、 複数組の補間係数系列を記憶する手段と、 この手段に記憶された複数組の補間係数系列に
より前記サンプルデータに補間演算を施して補間
データを得る手段と、 前記サンプルデータから前記サンプルデータの
サンプリング点と最適位相のサンプリング点との
時間差を演算し、この時間差によつて決定される
一組の補間係数系列を前記複数組の補間係数系列
から選択する手段と、 この手段により選択された補間係数系列に対応
した補間データを復号部へ出力する手段と を備えたことを特徴とするデータ信号受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085933A JPS58202681A (ja) | 1982-05-21 | 1982-05-21 | デ−タ信号受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085933A JPS58202681A (ja) | 1982-05-21 | 1982-05-21 | デ−タ信号受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58202681A JPS58202681A (ja) | 1983-11-25 |
| JPH0420315B2 true JPH0420315B2 (ja) | 1992-04-02 |
Family
ID=13872556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57085933A Granted JPS58202681A (ja) | 1982-05-21 | 1982-05-21 | デ−タ信号受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58202681A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60191584A (ja) * | 1984-03-13 | 1985-09-30 | Toshiba Corp | 文字多重放送信号の受信装置 |
| JPS6154780A (ja) * | 1984-08-27 | 1986-03-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル情報信号の再生装置 |
| JP2662694B2 (ja) * | 1988-05-10 | 1997-10-15 | 株式会社日立製作所 | デジタル保護リレー装置 |
-
1982
- 1982-05-21 JP JP57085933A patent/JPS58202681A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58202681A (ja) | 1983-11-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10715307B1 (en) | Embedded time of day receiver for clock transmission | |
| US5640426A (en) | Clock recovery circuit of demodulator | |
| US6055284A (en) | Symbol timing recovery circuit in digital demodulator | |
| JPS61198848A (ja) | デ−タ受信システム | |
| JPH0530333B2 (ja) | ||
| US5933452A (en) | Timing interpolator in digital demodulator | |
| AU649202B2 (en) | Cross-polarization interference canceller | |
| JP2548210B2 (ja) | 時間軸補正装置 | |
| US5524126A (en) | Symbol timing recovery using fir data interpolators | |
| US4673979A (en) | Digital data reproducing system | |
| US4949168A (en) | Decoding equalizer | |
| JPH0420315B2 (ja) | ||
| US5515108A (en) | Digital automatic frequency control method and circuit therefor | |
| EP1780931A2 (en) | Reception apparatus and method | |
| JPH05145900A (ja) | デイジタル映像信号処理装置 | |
| JP2000049881A (ja) | 通信システム | |
| US5161032A (en) | Velocity error generator with first-order interpolation | |
| KR100247349B1 (ko) | 심볼타이밍복구장치 | |
| JP2002158975A (ja) | スライス回路 | |
| JPH06311521A (ja) | 色ノイズ低減回路 | |
| JPS6154780A (ja) | ディジタル情報信号の再生装置 | |
| JPH11187358A (ja) | 時間軸補正装置 | |
| JPH0512908B2 (ja) | ||
| JPH05136832A (ja) | 復調器 | |
| JPH07115620A (ja) | 時間軸補正装置 |