JPH0420288B2

JPH0420288B2 -

Info

Publication number: JPH0420288B2
Application number: JP59030445A
Authority: JP
Inventors: Uiriamu Watokinson Sutefuan
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1983-02-23
Filing date: 1984-02-22
Publication date: 1992-04-02
Also published as: US4618999A; JPS59161926A; CA1230163A; GB2135546B; GB2135546A; GB8304975D0

Description

【発明の詳細な説明】本発明はポーラループ送信機、特にVHF単側
波帯（SSB）無線システム用のポーラループ送信
機に関するものである。

300Hz〜3.3KHzの代表的なオーデイオ帯域幅を
用いる単側波帯送信に対しては5KHz間隔のチヤ
ンネルを使用し、チヤンネル間に約1.5KHzのガ
ードバンドを存在させることが提案されている。
斯る狭帯域チヤンネルシステムにおいて特に重要
なことはスプリアスなチヤンネル外放射のレベル
を低減することにある。慣例のSSB送信機におい
ては隣接チヤンネル妨害の大部分は低レベル入力
信号を高レベルに再生するために設けられている
電力増幅器の非直線性により発生する相互変調積
により発生する。直線電力増幅器はRF周波数で
実現するのは極めて難しいので、直線電力増幅器
を使用するのは好適でない。

ポーラループ原理は公知であり、「I.E.E.
Confrernce on Radio Trasmitters and
Modulation Technigues」March1980、No.
1980／40、P.110の“Ａ Radically New
Approach to SSB Transmitter Design”にお
いてPetrovic V.及びGosling W.により高電力レ
ベルの歪みのない信号を発生する手段として提案
されている。ポーラループ送信機においてはオー
デイオ入力信号を局部発振信号と平衡形ミクサで
混合し、上側波帯か下側波帯の何れか一方を側波
帯フイルタを用いて選択する。選択した側波帯信
号を第１リミツタ及び第１振幅検波器によりポー
ラ成分（位相及び振幅）に分解する。

更に、電圧制御発振器を設けて送信出力周波数
信号（搬送信号）を発生させる。この信号をバツ
フアした後に振幅変調器に供給し、その出力を
RF電力増幅器に供給し、更に低域通過フイルタ
を通し経て負荷、例えばアンテナに供給する。

ポーラループ送信機の重要な特徴は高レベル出
力を低レベル入力と比較して、誤差があるか否か
を検出し、誤差がある場合にはその誤差を用いて
振幅変調器で補正を行なうことができる点にあ
る。この比較を実施するために、低域通過フイル
タからの信号をサンプルし、混合処理して選択し
た側波帯のパイロツト周波数に下げる。この混合
処理した信号を第２リミツタ及び第２振幅検波器
によりポーラ成分（位相及び振幅）に分解する。
第１及び第２リミツタからの位相信号を位相検出
器で比較し、この位相検出器の出力を増幅及びろ
波した後に前記電圧制御発振器に供給してその位
相を入力信号の位相にロツクする。

第１及び第２振幅検出器からのエンベロープ又
は振幅信号を差動増幅器に供給し、その出力を前
記振幅変調器に制御入力電圧として供給して前記
電圧制御発振器からのRF搬送波を振幅変調する。
その制御入力電圧の直流成分の調整は、この直流
成分が正しくない場合には低電力信号が精密に高
電力信号に復元されないために臨界的である。こ
れはRFエンベロープを入力波形の零交差点にお
いてピークエンベロープ電力に対し−70dBだけ
低減する必要があるときに特に重要である。

この既知の回路の欠点は、第１及び第２振幅検
波器が整合しない場合には差動増幅器の両入力端
子に至る両信号路における非直線性により歪みを
生じ、スプリアスなチヤンネル外放射を生ずる点
にある。第１及び第２振幅検波器間のマツチング
を得る一つの方法はこれらを単一チツプ内に集積
することである。この方法は実験的に行なわれて
いる。

本発明の目的はポーラループ送信機において精
密に整合した振幅検波器の使用を避けることにあ
る。

この目的のために、本発明は、無線周波数発振
器と、該発振器の出力を受信するよう接続された
振幅変調器と、前記振幅変調器に結合された電力
増幅器と、該電力増幅器と前記振幅変調器の制御
電圧入力端子との間に結合された帰還回路とを備
えたポーラループ送信機において、前記帰還回路
は、前記電力増幅器に結合され該増幅器の出力信
号を減衰し且つ低周波数に変換した出力無線周波
数信号を取り出す手段と、低レベル入力無線周波
数信号を受信する入力端子と、前記低周波数に変
換した出力無線周波数信号と前記低レベル入力無
線周波数信号との差信号を発生する差信号発生手
段と、前記差信号を振幅復調する振幅復調手段
と、このように復調した信号を前記振幅変調器の
制御電圧入力端子に制御信号として供給する手段
とを具えたものとする。

入力信号と出力信号との差を得、これを復調後
振幅変調器の制御入力信号として用いることによ
り、整合した振幅検波器を使用する必要がなくな
ると共にスプリアス信号レベルを低レベルに維持
することができる。従つて高レベル出力信号は入
力信号の良好なコピーになる。加えて、本発明回
路は安価に入力し得る素子を用いて容易に実現す
ることができる。

本発明ポーラループ送信機の一例においては入
力信号を振幅制限する第１リミツタと、出力信号
を振幅制限する第２リミツタと、第１及び第２リ
ミツタの出力端子に結合された入力端子を有する
位相検出器とを具え、該位相検出器の出力端子か
ら電圧制御発振器に対する補正信号を発生させ
る。更に、第１リミツタの出力を振幅復調手段に
結合し、この出力を局部発振信号として作用させ
て基準信号源を別個に設ける必要がないようにす
る。

これらリミツタは本質的に位相シフトを生ずる
ので、この場合に移相手段を設けてこれら位相シ
フトを相殺する。

必要に応じ、振幅復調手段の過渡出力を除去又
は低減する手段を設けることもできる。更に、前
記過渡出力により生ずるスパイクを位相遅延を導
入することなく低減又は除去する手段を設けるこ
ともできる。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。

第１図は英国特許第2117589A号明細書に開示
されているポーラループ送信機のブロツク回路図
を示す。この既知のポーラループ送信機は300Hz
〜3.3KHzの周波数帯域のオーデイオ周波数信号
入力端子１０を具える。このオーデイオ周波数信
号は単側波帯発生器１２に入る。この発生器は図
示の例ではオーデイオプロセツサ１４を具え、こ
のプロセツサの出力端子は平衡形ミクサ１６の第
１入力端子に接続され、このミクサの第２入力端
子は局部発振器１８からの出力を受信する。局部
発振器１８は例えば10.7MHzのできるだけ純粋な
信号を発生するものとする。平衡形ミクサ１６か
らの出力は上側波帯か下側波帯の何れか一方を選
択し他方を除去する側波帯フイルタ２０に供給さ
れる。

側波帯フイルタ２０の出力端子には選択した側
波帯（SSB）信号をポーラ成分に分解するポーラ
分解回路２２が接続される。このポーラ分解回路
２２はSSB信号の振幅変化を除去するが位相情報
はそのまま保持する第１リミツタ２４と、SSB信
号のエンベロープ、即ち振幅情報に対応する信号
を発生する第１振幅検波器２６を具える。位相情
報は位相検波器２８の第１入力端子に供給され、
振幅情報は演算増幅器で実現した差動増幅器３０
の第１入力端子に供給される。

電圧制御発振器（VCO）３２は送信周波数f_put
の信号を発生し、この信号はバツフア３４を経て
振幅変調器３６の第１入力端子に供給され、この
増幅器の出力はＢ級又はＣ級RF電力増幅器３８
に供給される。電力増幅器３８の出力は低域通過
フイルタ４０を経てアンテナ４２のような出力負
荷に供給される。

コピーされる信号の位相及び振幅の誤差を低減
するために、帰還ループを設ける。このループは
出力信号の一部を取り出す減衰器４４を具え、そ
の出力が周波数変換器４６に供給される。周波数
変換器４６は合成局部発振器５０からの周波数
（f_put−10.7MHz）を受信するミクサ４８を具え
る。ミクサ４８の出力（送信出力信号の周波数変
換再生波）はポーラ分解回路２２の第２リミツタ
５２及び第２振幅検波器５４に供給される。第２
リミツタ５２からの位相情報は位相検出器２８に
第２入力として供給される。検出された位相差は
増幅器兼フイルタ５６で増幅及びろ波され、その
出力が電圧制御発振器３２に補正信号として供給
される。第２振幅検波器５４からの振幅情報は差
動増幅器３２の第２入力として供給される。両振
幅情報信号の差は振幅変調器３６に制御入力電圧
として供給される。

送信機を低レベル信号に追従し得るようにする
ためには低レベル信号が零になるときに振幅変調
器３６が送信出力レベルをピークエンベロープ電
力に対し著しく減少させることができる必要があ
る。この特性は変調器３６の後段にＢ級又はＣ級
増幅器３８を設けることにより達成することがで
きる。斯る増幅器３８は入力限界レベルを有し、
このレベル以下では出力レベルが著しく小さくな
る。従つて、斯かるシステムにおいては振幅変調
器３６は出力レベルをおそらく−20dBに低減す
るだけでよくなる。

第２図は変調器３６とRF電力増幅器３８から
成る複合変調器の制御入力電圧（CIV）対被変調
RF出力レベル（MOD RF Ｏ／Ｐ）のグラフを
示す。このグラフは急激な屈曲点或いは鋭いニー
ポイント６２を有し、このことは制御入力電圧の
直流成分のセツテイングがニーポイントに対し臨
界的であることを示す。この直流成分はポテンシ
オメータ５８を用いて設定するか、或いは英国特
許出願第8208912号に記載されている方法を用い
て自動的に設定する。

第３図の左側の波形はコピーすべき代表的な２
トーンSSB信号の波形を示す。この波形が正しく
コピーされた場合その出力波形は入力波形の増幅
されたものとなる。しかし、振幅変調器３６への
制御入力電圧の直流バイアス成分が低すぎる場合
には第４図の左側に示すように増幅された信号は
早く零になりすぎて零RF出力レベルにおいてエ
ンベロープ間にギヤツプ６４が現われる。第５図
の左側の波形は逆に制御入力電圧の直流バイアス
成分が第５図に右側に示すように高すぎる場合の
出力波形を示し、この場合には被変調RF出力電
圧はコピーすべき入力SSB信号が零レベルになつ
ても零レベルになり得ない。これがため、この制
御入力電圧の直流成分の僅かな誤差が送信機から
のスプリアス出力の著しい増大を発生する。従つ
て、ポテンシヨメータ５８の精密な手動調整によ
りこの直流成分を設定することが提案されてい
る。

第１図において、振幅制御ループ６０は一点鎖
線のブロツクで囲んである。この振幅制御ループ
６０は負帰還があるときは１程度の低い電圧利得
を有するが、ニーポイント６２（第２図）以下で
は振幅変調器３６は×10⁵の利得を有する。

ポテンシヨメータ５８は差動増幅器３０の出力
の直流成分がニーポイント６２（第２図）に正確
に対応するよう精密に調整して振幅補正ループ６
０が第３図の左側に示す入力波形の零交差点にお
いてRF出力エンベロープを著しく低減し得るよ
うにする。

ポテンシヨメータ５８により設定された直流バ
イアスが僅かに低すぎて負入力ピークがニーポイ
ント６２より低い出力値を取る場合には、差動増
幅器３０を経る負帰還ループは遮断され、出力電
圧は急激に低下して差動増幅器３０のオプーンル
ープ利得のために負方向スパイクが発生する。振
幅制御ループ６０の入出力特性の傾きはニーポイ
ント６２（第２図）以下では極めて急峻であるか
ら、スパイクの振幅はポテンシヨメータ５８の僅
かな調整に応じて大きく変化し、斯る負スパイク
は第４図の右側に示す制御入力電圧を第３図の右
側に示す制御入力電圧と比較するとよく識別する
ことができる。

第１図に示す既知のポーラループ送信機回路を
実現する際の実際上の困難は２個の振幅検波器２
６及び５４を精密に整合させなければならない点
にある。第１図の回路において、回路が適正に動
作していて負スパイクが第３図の右側に波形に示
すように現われているときは、差動増幅器３０の
入力端子Ａ及びＢの信号の振幅は振幅制御ループ
６０の負帰還作用により極めて精密に等しくされ
る。ループ利得を高くするほど入力端子Ａ及びＢ
間の振幅誤差は小さくなる。

第１図の回路のＣからＡに至る信号路とＤから
Ｂに至る信号路が直線性である場合、これら両信
号路間の利得の差はＤ点のレベルが送信機の高レ
ベル出力から減衰器４４により予め適当に減衰さ
れるので何ら問題にならない。

しかし、入力端子Ａ及びＢに至る信号路が非直
線性で互に等しくない場合には点Ｃ及びＤの信号
間に、負帰還作用により低減し得ない誤差が発生
する。また、両信号路の非直線性が等しくてもこ
れら非直線性信号路を通る信号のレベルが同一で
ない場合には誤差が生ずる。これは点Ｃ及びＤと
入力端子Ａ及びＢとの間の非直線信号路間の利得
（又は損失）の相違により生ずる。

以上の解析から点Ｃ及びＤから入力端子Ａ及び
Ｂに至る信号路はできるだけ厳密に同一にする必
要がある。

第６図は本発明に従つて実現したポーラループ
送信機の簡単な実施例のブロツク回路図である。

第６図において、低レベル無線周波側波帯信号
が入力端子６６に供給される。この入力端子は差
回路６８の第１入力端子及び第１リミツタ７０に
接続される。第１リミツタ７０の出力端子は第１
及び第２ミキサ７２及び７４にそれぞれ接続され
る。後述するように第２ミキサは振幅復調器とし
て作用する。ミキサ７２及び７４の出力端子はそ
れぞれVCO３２及び振幅変調器３６に接続され
る。

低域通過フイルタ４０からの高レベル出力は減
衰器４４で減衰され、ミキサ４８で周波数変換さ
れた後に90°移相器７６を経て差回路６８の第２
入力端子に供給され、差回路６８の出力端子は第
２ミキサ７４に接続されると共に第２リミツタ７
８を経て第１ミキサ７２に接続される。90°移相
器７６はVCO３２の位相ロツクループにより導
入される90°位相シフトを除去するために挿入し
てある。本例の簡単化した回路においては第１及
び第２リミツタにおいて何の位相シフトも生ぜ
ず、位相ロツクループは位相検出器の位相検出レ
ンジの中心で動作して90°の位相シフトを生ずる
ものとする。

第６図に示す回路の動作においては入力端子６
６の低レベルRF信号は差回路６８において、減
衰及び位相補正された出力信号から減算される。
得られた差信号は第２ミキサ７４に供給され、こ
こで他方の入力端子の振幅制限された信号が乗算
されてエンベロープ信号を発生し、この信号が振
幅変調器３６に制御入力電圧として供給される。
第２ミキサ７４から成る振幅変調器の非直線性は
帰還ループに含まれるので、帰還作用によりその
影響は無効にされる。

入出力信号間の位相差信号は第１ミキサ７２で
導出され、VCO３２に供給される。第１ミキサ
７２は位相検出器（PSD）として作用する。

第７図は第１ミキサ７２から成るPSD及び第
２ミキサ７４から成る振幅復調器の特性曲線８０
及び８２を示す。位相ロツクループの直流利得が
十分に高い場合には、第７図に８４で示すロツク
レンジ内の位相変化は僅かであると共に振幅復調
器をその最大利得に維持する。

第６図に示す本発明の簡単な例においては第１
及び第２リミツタ７０及び７８において位相シフ
トが殆んど生じないものと仮定した。しかし、実
際には位相シフトがあり、第７図につき述べた動
作条件を維持するために適当な移相回路を挿入す
る必要がある。

第１及び第２リミツタ７０及び７８において−
60°の位相シフトが生ずる場合の本発明の実施例
のブロツク回路を第８図に示す。第６図と比較す
ると、90°移相器７６が除去され、−60°移相器８
６が入力端子６６と差回路６８との間に挿入され
ると共に＋30°移相器８８が第１リミツタ７０と
第１ミクサ７２の入力端子との間に挿入されてい
る。第１リミツタ７０の出力端子は前例と同様に
第２ミクサ７４に接続する。ループ増幅器９０及
び９２を第１ミクサ７２とVCO３２との間及び
第２ミクサ７４と振幅変調器３６との間にそれぞ
れ接続する。

入力端子６６の信号の位相を0°の基準として取
ると、第１リミツタ７０により導入される相対位
相シフトは−60°である。これがため、振幅復調
器として作用する第２ミクサ７４の入力端子Ｒに
供給される振幅制限された入力信号は−60°の相
対位相を有する。減衰器４４を経る帰還ループは
何の追加の位相シフトを導入しないため、差回路
６８の入力端子Ｑの信号の相対位相は−60°であ
る。入力端子Ｐ及びＱの信号を同相で互に減算す
るために移相器８６が−60°の相対位相シフトを
導入する。従つて、斯る構成によれば入力端子
Ｐ，Ｑ及びＲの信号は同相になり、振幅復調器７
４は最大の利得と最低の位相感度を持つたものに
なる。

第２リミツタ７８は−60°の相対位相シフトを
導入するため、位相検出器として作用する第１ミ
クサ７２の入力端子Ｓの信号は−120°の相対位相
を有する。第１ミクサ７２の入力端子Ｓ及びＴ間
に90°の位相差を維持するために＋30°移相器８８
により入力端子Ｔの相対位相が−30°にされる。

回路の動作中振幅変調器３６及び増幅器３８に
より導入される位相シフトは問題にならない。更
に、レベル変化により生ずる増幅器３８の出力の
位相変化はループ作用により除去される。

第８図に示す回路は次の手順によりセツトアツ
プすることができる。

差回路６８の入力端子Ｑを切る。

振幅変調された搬送波源を入力端子に接続し、
第２ミクサ７４から成る振幅復調器の出力をモニ
タする。

移相器８６の移相量を復調出力が最大になるよ
う調整する。この位相調整と同時に、差回路６８
の入力端子Ｐのレベルを入力端子６６の入力レベ
ルを変化させて一定に維持する必要がある。振幅
復調器の出力はその最大ピーク可能出力を越えな
いようにする必要があると共に必要に応じ復調器
の利得を低減する必要がある。

移相器８８により導入する移相はループ増幅器
９０の利得を低減することにより位相ロツクルー
プの利得を低減して調整する。位相検出器の出
力、即ち第１ミクサ７２の出力をモニタし、入力
端子６６に供給される無変調搬送波を変化させて
位相ロツクループ誤差電圧をその全ロツクレンジ
に亘つて変化させる。移相器８８は振幅復調器の
直流レベル、即ち第２ミクサ７４の出力が位相検
出器の出力電圧がロツクレンジの中点にあるとき
に最大になるよう調整する。この場合位相ロツク
ループの利得を規定の高値に増大させると、振幅
復調器出力が位相ロツクループの低利得時にロツ
クレンジの中心で最大になるよう調整してあるの
で振幅復調器出力は全ロツクレンジに亘つて同一
のレベルに維持されるはずである。これを第９図
に示す。第９図においては横軸は位相φを示し、
縦軸は電圧Ｖを示す。曲線９３は低利得位相ロツ
クループの場合のロツクレンジにおける振幅復調
器の出力を示し、曲線９４は低利得位相ロツクル
ープの場合のロツクレンジにおける位相ロツクル
ープ誤差電圧を示す。水平ライン９５は高利得位
相ロツクループの場合のロツクレンジにおける振
幅復調器の定レベル出力し、破線垂直ライン９６
は高利得位相ロツクループの場合のロツクレンジ
における位相ロツクループ誤差電圧を示す。

第８図に示す回路の実現に当つては、差回路６
８は種々の形態に実現することができ、最も簡単
な方法は第８図の入力端子Ｐ及びＱの信号を乗算
器の平衡入力端子に供給することである。斯る構
成の利点の一つは、平衡ミクサ入力端子は明確に
整合するので歪みが最小になる点にある。他の利
点は、入力端子Ｐ及びＱ間の絶縁分離を、特にこ
れら入力端子のインピーダンスが低く維持される
場合には各入力端子から大地へ50Ωの抵抗を付加
することにより良好にすることができる点にあ
る。

ミクサ７４は、その出力が入力端子Ｐ及びＱに
供給された信号間の復調した差であるため、振幅
復調器とみなすことができる。

既知の２等レベルトーンテスト（第３図参照）
の適用においては、種々の問題が２トーン信号の
零交差点において起り得る。入力レベルが零に低
下し、出力も零にする必要がある瞬時においては
位相及び振幅制御ループのループ利得が零に減少
する。帰還ループは零ループ利得では動作し得
ず、従つてループは実効的に開になる。２トーン
テストでは得られる入力は極めて短い時間零にな
るだけであるが、それにもかかわらず零点及びそ
の近傍で不確定状態が存在する。

得られた２トーンの位相は各零交差毎に反転す
る。電圧制御発振器３２はこの位相反転に追従す
る必要があり、これは実際上新しい位相に再ロツ
クすることにより行なわれる。しかし、ループは
再ロツクにループ帯域幅に応じて有限の時間を必
要とする。ループ帯域幅はループ利得に依存し、
ループ利得は位相検出器の力レベルに依存する。

従つて、入力が零に低下するとループ帯域幅も
零に減少する。このループ帯域幅の減少が起る速
度は電圧制御発振器の傾き、位相検出器の傾き、
ループ増幅器の利得を増大させると共にループフ
イルタの帯域幅を増大させることにより増大させ
ることができる。

位相ロツクループは一次特性を有するものとす
る必要があるが、高周波ループ不安定を導くスプ
リアス時定数のためにループフイルタの付加が要
求される。しかし、ループ帯域幅は有限であるの
で、電圧制御発振器３２は短時間の間非ロツク状
態になり、位相に感応する振幅復調器から過渡出
力を発生する。過渡出力の影響を低減し得ない場
合には、第１０図に示すようにエンベロープの零
点に無線周波数の高速スパイク９８が生じ、従つ
てこのスパイクの影響を低減する必要がある。

このようなスパイクの影響を低減する一つの方
法としてこれらスパイクをフイルタで除去する方
法がある。しかし、この方法は不所望な位相シフ
トを導入し零点が正確な位相反転時に生起し得な
くなる。

このような高速過渡スパイクの影響を低減する
他の方法としてこれらスパイクの振幅を制限する
方法がある。この場合には位相遅延を導入しない
が、これらスパイクを所望信号のピーク値より低
いレベルに制限することができない。

更に他の低減方法として、有限上昇率を有する
回路を用いて位相遅延を導入することなく不所望
な高速スパイクの影響を低減するたとができる。
ここで、有限上昇率回路とは、所定の周波数以下
では入力信号に追従して出力信号を発生するが所
定の周波数以上では入力信号に追従し得ず出力信
号を発生しない回路を意味する。従つて、この回
路は高速無線周波数過渡スパイクに追従できず、
これらスパイクを有効に制限する。第１１図は斯
る回路の一例を示し、この回路は振幅復調器７４
の出力端子と振幅変調機３６の制御電圧入力端子
との間に接続される。演算増幅器１００は入力端
子１０２に、振幅復調器（即ちミクサ７４）の出
力端子からの第１０図に示す信号を受信する。こ
の演算増幅器の出力端子１０４は抵抗１０８を経
て出力端子１０６に接続される。出力端子１０６
は演算増幅器１００の他方の入力端子に帰還接続
されると共にコンデンサ１１０を経て大地に接続
される。この回路によれば、動作中、抵抗１０８
とコンデンサ１１０とから成る時定数が、端子１
０６の出力が端子１０２の入力に追従し得る速度
を制限し、これはコンデンサ１１０を急速に充電
し得ないためである。端子１０６の出力は所定の
最大上昇率に達するまでは端子１０２の入力に追
従し、最大上昇率は増幅器１００の出力端子１０
４の出力スイングがその正又は負電源電圧により
決まる限界値に達するときに生ずる。負スパイク
は第３及び第４図につき説明した理由のために有
用であるので、負スパイクを正スパイクと一緒に
除去する場合には、高速負スパイクを高速再生す
る手段を設ける必要がある。

第６及び第８図の回路の動作において、位相シ
フトは入力レベルに応じて約±15°の範囲に亘つ
て変化する。振幅変化をともなうこの位相シフト
変化は移相回路に可変容量ダイオードを用い、こ
れらダイオードを振幅誤差制御電圧で制御するこ
とにより補正することができる。

第６図において、移相回路８６及び８８の移相
量の調整はいくつかの他の方法で行なうことがで
きる。更に、位相検出器に逆方向の傾きを用い、
180℃の位相シフトを導入することもできる。こ
の場合には移相器８８により与えられる移相量は
反対極性で一層大きな値にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は既知のポーラループ送信機のブロツク
回路図、第２図は変調器の制御入力電圧（CIV）
対RF出力電圧（MOD RF Ｏ／Ｐ）のグラフを
示す図、第３図は２トーン入力SSB信号（左側）
と正しい直流制御入力電圧（右側）の波形を示す
図、第４図及び５図は低すぎる直流制御入力電圧
及び高すぎる直流制御入力電圧（右側）と、これ
ら電圧が振幅変調器に供給されて発生するSSB信
号の波形をそれぞれ示す図、第６図は本発明によ
るポーラループ送信機の簡単な例のブロツク回路
図、第７図は第６図の位相検出器の理解を容易に
するための特性図、第８図は本発明ポーラループ
送信機の実施例のブロツク回路図、第９図は第８
図の振幅復調器のセツトアツプの理解を容易にす
るための特性図、第１０図は２トーンテスト時に
振幅復調器により発生される過渡出力を示す図、
第１１図は有限立上り時間回路の回路図である。３２……電圧制御発振器、３４……バツフア、
３６……振幅変調器、３８……電力増幅器、４０
……低域通過フイルタ、４２……アンテナ、４４
……減衰器、４８……ミクサ、５０……局部発振
器、６６……無線周波単側波帯信号入力端子、６
８……差回路、７０……第１リミツタ、７２……
第１ミクサ（位相検出器）、７４……第２ミクサ
（振幅復調器）、７６……移相器、７８……第２リ
ミツタ、８６，８８……移相器、９０，９２……
ループ増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】１無線周波数発振器３２と、該発振器の出力を
受信するよう接続された振幅変調器３６と、前記
振幅変調器に結合された電力増幅器３８と、該電
力増幅器と前記振幅変調器の制御電圧入力端子と
の間に結合された帰還回路とを備えたポーラルー
プ送信機において、前記帰還回路は、前記電力増
幅器に結合され該増幅器の出力信号を減衰し且つ
低周波数に変換した出力無線周波数信号を取り出
す手段４４，４８，５０と、低レベル入力無線周
波数信号を受信する入力端子６６と、前記低周波
数に変換した出力無線周波数信号と前記低レベル
入力無線周波数信号との差信号を発生する差信号
発生手段６８と、前記差信号を振幅復調する振幅
復調手段７４と、このように復調した信号を前記
振幅変調器３６の制御電圧入力端子に制御信号と
して供給する手段とを具えたことを特徴とするポ
ーラループ送信機。２特許請求の範囲１記載の送信機において、入
力信号を振幅制限する第１リミツタと、出力信号
を振幅制限する第２リミツタと、前記第１及び第
２リミツタの出力端子に結合された入力端子を有
する位相検出手段を具え、該位相検出手段の出力
端子から前記振幅変調器に結合された電圧制御発
振器に対する補正信号を発生するようにしたこと
を特徴とするポーラループ送信機。３特許請求の範囲２記載の送信機において、前
記第１リミツタの出力端子を前記振幅復調手段に
結合したことを特徴とするポーラループ送信機。４特許請求の範囲２又は３記載の送信機におい
て、前記第１及び第２リミツタにより導入される
位相シフトを相殺する移相手段を具えたことを特
徴とするポーラループ送信機。５特許請求の範囲４記載の送信機において、前
記移相手段は前記差信号発生手段に至る入力信号
の信号路内に挿入された第１移相器と、前記第１
リミツタから前記位相検出手段の入力端子に至る
信号路内に挿入された第２移相器を具えることを
特徴とするポーラループ送信機。６特許請求の範囲１記載の送信機において、前
記差信号発生手段は平衡入力端子を有する乗算器
を具えることを特徴とするポーラループ送信機。７特許請求の範囲１〜３の何れかに記載の送信
機において、前記振幅復調手段の過渡出力を低減
する手段を具えたことを特徴とするポーラループ
送信機。８特許請求の範囲７記載のポーラループ送信機
において、前記過渡出力により生ずるスパイクを
位相遅延を導入することなく低減する手段を具え
たことを特徴とするポーラループ送信機。９特許請求の範囲８記載の送信機において、前
記スパイク低減手段は有限上昇率回路を具えるこ
とを特徴とするポーラループ送信機。