JPS59161926A - ポ−ラル−プ送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はポーラループ送信１幾、特にＶＨＦＩ側波帯（
ＳＳＢ）無線システム用のポーラループ送信機に関づる
ものである。

３００Ｈｚ〜３．３に＋（７，の代表的なオーディＡ帯
域幅を用いる単側波帯送信に対しては５　Ｋ　ｆｉｚ間
隔のヂャンネルを使用し、チＶンネル間に約１．５Ｋｌ
（ｚのガートバンドを存在させることが提案されている
。

斯る狭帯域チ１７ンネルシステムにおいて特に重要なこ
とはスプリアスなチャンネル外放射のレベルを低減づ−
ること（？ある。慣例のＳＳＢ送信（幾【こおいては隣
接チレンネル妨害の大部分は低レベル入力信号を高レベ
ルに再生するために設けられている電力増幅器の非直線
性により発生ずる相互変調積により発生覆る。直線電力
増幅器はＲＦ周波数で実現（るのは極めて難しいので、
直線電力増幅器を使用するのは好適でない。

ポーラループ原理は公知であり、ｌ’１．Ｅ、Ｅ。

Ｃｏｎｆｒｅｒｎｃｅ　　０１１　　Ｒａｄｉｏ　　Ｔ
　ｒ’ａｓｍｉｔｔｅｒ’ｓ　　ａｎｄＭ　ｏ’ｄｕｌ
ａｔｉｏｎ　　Ｔ　ｅｃｈｎｌｇｕｅｓ　Ｊ　Ｍ　ａｒ
ｃｈ　１９８０　。

Ｎｏ　、１９８０／４０．Ｐ、　１１０の”Ａ　　Ｒａ
ｄｉｃａｌｌｙ　　Ｎｅｗ　　Ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ
　　５ＳＢＴ　ｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ　　Ｄ　ｅｓｉｏ
ｎ　”においてＰｅｔｒｏｖｉｃＶ、及びＧｏｓｌｉｎ
ｇ　　Ｗ、により高電力レベルの歪みのない信号を発生
する手段として提案されている。ポーラループ送信機に
おいてはオーディＡ入力信号を局部発振信号と平衡形ミ
クサで混合し、上側波帯か下側波帯の何れか一方を側波
帯フィルタを用いて選択づる。選択した側波帯信号を第
１リミツタ及び第１振幅検波器によりポーラ成分（位相
及び振幅）に分解する。

更に、電圧制御発振器を設けて送信出力周波数信号（Ｊ
ｌｌｉ送波信号）を発生させる。この信号をバッファし
た後に振幅変調器に供給し、その出力をＲＦ電力増幅器
に供給し、更に低域通過フィルタを通し軽で負荷、例え
ばアンテナに供給する。

ポーラループ送信機の重要な特徴は高レベル出力を低レ
ベル入力と比較して、誤差があるか否か検出し、誤差が
ある場合にはその誤差を用いて振幅変調器で補正を行な
うことができる点にある。

この比較を実施するために、低域通過フィルタからの信
号をザンプルし、混合処理して選択した側波帯のパイロ
ット周波数に下げる・。この混合処理した信号を第２リ
ミツタ及び第２振幅検波器によりポーラ成分（位相及び
振幅）に分解する。第１及び第２リミツタからの位相信
号を位相検出器で比較し、この位相検出器の出力を増幅
及びろ波した後に前記電圧制御発振器に供給してその位
相を入力信号の位相にロックする。

第１及び第２振幅検出器からのエンベロープ又は振幅信
号を差動増幅器に供給し、その出力を前記振幅変調器に
制御入力電圧として供給して前記電圧制御発振器からの
ＲＦ搬送波を振幅変調する。

その制御入力電圧の直流成分の調整は、この直流成分が
正しくない場合には低電力信号が精密に高電力信号に復
元されないために臨界的である。これはＲＦエンベロー
プを入力波形の零交差点においてピークエンベロープ電
力に対し一７０ｄＢだけ低減する必要があるときに特に
重要である。゛この既知の回路の欠点は、第１及び第２
振幅検波器が整合しない場合には差動増幅器の両入力端
子に至る両信号路における非直線性により歪みを生じ、
スプリアスなチャンネル外放射を生ずる点にある。第１
及び第２振幅検波器間のマツチングを得る一つの方法は
これらを単一チップ内に集積することである。この方法
は実験的に行なわれている。

本発明の目的はポーラループ送信機において精密に整合
した振幅検波器の使用を避けることにある。

この目的のために、本発明ポーラループ送信機は振幅変
調器と、出力信号を発生する電力増幅器と、入力信号と
出力信号との差信号を発／４：ツる差信号発生手段と、
この差信号を振幅復調して制御信号を発生し、これを前
記振幅変調器に供給づる振幅復調手段とを具えたものと
する。

入力信号と出ツノ信号との差を得、これを復調後振幅変
調器の制御入ツノ信号として用いることにより、整合し
た振幅検波器を使用する必要がなくなると共にスプリア
ス信号レベルを低レベルに維持することができる。従っ
て高レベル出力信号は入力信号の良好なコピーになる。

加えて、本発明回路は安価に入手し得る素子を用いて容
易に実現することができる。

本発明ポーラループ送信機の一例においては入力信号を
振幅制限する第１リミツタと、出力信号を振幅制限覆る
第２リミツタど、第１及び第２リミツタの出力端子に結
合された入力端子を有する位相検出器とを具え、該位相
検出器の出力端子から電圧制御発振器に対する補正信号
を発生させる。

更に、第１リミツタの出力を振幅復調手段に結合し、こ
の出力を局部発振信号として作用させて基準信号源を別
個に設ＧＪる必要がないようにする。

これらリミッタは本質的に位相シフトを生ずるので、こ
の場合には移相手段を設けてこれら位相シフトを相殺す
る。

必要に応じ、振幅復調手段の過渡出力を除去又は低減す
る手段を設しプることもできる。更に、前記過渡出力に
より生ずるスパイクを位相遅延を導入プることなく低減
又は除去する手段を股【ノることもできる。

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は英国特許第２１１７５８９Ａ号明細書に開示さ
れているポーラループ送信機のフロック回路図を示−！
ｌｏこの既知のポーラループ送信機は３００１１ｚ〜３
．３ＫＩＩ７．の周波数帯域のＡ−デイオ周波数信号入
力端子１０を具える。このオーディＡ周波数信号は単側
波帯発生器１２に入る。この発生器は図示の例ではオー
ディオプロセッサ１４を具え、このプロセッサの出力端
子は平衡形ミクサ１θの第１入力端子に接続され、この
ミクサの第２入力端子は局部発振器１８からの出力を受
信する。局部発振器１８は例えば１’０　、７　Ｍ　ｌ
ｌｚのできるだ【ノ純粋な信号を発生するものとする。

平衡形ミクサ１６がらの出力は上側波帯か下側波帯の何
れが一方を選択し他方を除去する側波帯フィルタ２０に
供給される。

側波帯フィルタ２０の出力端子には選択した側波帯（Ｓ
ＳＢ）信号をポーラ成分に分解するポーラ分解回路２２
が接続される。このポーラ分解回路２２はＳＳＢ信号の
振幅変化を除去するが位相情報はそのまま保持する第１
リミツタ２４と、ｓｓＢ信号のエンベロープ、即ち振幅
情報に対応する信号を発生するＭ１１振検波器２６を具
える。位相情報は位相検波器２８の第１入力端子に供給
され、振幅情報は演紳増幅器で実現した差動増幅器３ｏ
の第１入力端子に供給される。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）３２は送信周波数ｆｕｔ の信号を発生し、この信号はバッファ３４を経て振幅変
調器３６の第１人力（−子に供給され、この増幅器の出
力は８級又はＣ級ＲＦ電力増幅器３８に供給される。電
力増幅器３８の出力は低域通過フィルタ４０を経てアン
テナ４２のような出力負荷に供給される。

コピーされる信号の位相及び振幅の誤差を低減するため
に、帰還ループを設ける。このルニプは出力信号の一部
を取り出す減衰器４４を具え、その出力が周波数変換器
４６に供給される。周波数変換器４６は合成局部発振器
５０からの周波数（ｆｏｕｔ−１０，７Ｍ　ｆ（ｚ　）
を受信づるミクサ４８を具える。ミクサ４８の出力（送
信出力信号の周波数変換再生波）はポーラ分解回路２２
の第２リミツタ５２及び第２振幅検波器５４に供給され
る。第２リミツタ５２からの位相情報は位相検出器２８
に第２人力として供給される。検出された位相差は増幅
器兼フィルタ５６で増幅及びろ波され、その出力が電圧
制御発振器３２に補正信号として供給される。第２振幅
検波器５４からの振幅情報は差動増幅器３２の第２人力
として供給される。両振幅情報信号の差は振幅変調器３
６に制御入力電圧として供給される。

送信機を低レベル信号に追従し得るようにするためには
低レベル信号が零になるときに振幅変調器３６が送信出
力レベルをピークエンベロープ電力に対し著しく減少さ
せることができる必要がある。

この特性は変調器３６の後段に８級又はＣ級増幅器３８
を設けることにより達成することができる。則る増幅器
３８は入力限界レベルを有し、このレベル以下では出ノ
ルベルが著しく小さくなる。従って、斯かるシステムに
おいては振幅変調器３６は出力レベルをおそら＜　−２
０ｄＢに低減するだりでよくなる。

第２図は変調器３６とＲＦ電力増幅器３８から成る複合
変調器の制御入ツノ電圧（ＣＩＶ）対液変調ＲＦ出力レ
ベル（ＭＯＤ　　ＲＦ　　Ｏ／Ｐ）のグラフを示す。こ
のグラフは急激な屈曲点或いは鋭いニーポイン１−６２
を有し、このことは制御入力電圧の直流成分のレッティ
ングがニーポイントに対し臨界的であることを示す。こ
の直流成分はポテンシオメータ５８を用いて設定するか
、或いは英国′特許出願第８２０８９１２号に記載され
ている方法を用いて自動的に設定づる。

第３図の左側の波形はコピーすべき代表的な２１・−ン
ＳＳＢ信号の波形を示づ。この波形が正しくコピーされ
た場合その出力波形は入力波形の増幅されたものとなる
。しかし、振幅変調器３Ｇへの制御入力電圧の直流バイ
アス成分が低すぎる場合には第４図の左側に示すように
増幅された信号は早く零になりＪぎて零ＲＦ出力レベル
においてエンベロープ間にギャップ６４が現われる。第
５図の左側の波形は逆に制御入力電圧の直流バイアス成
分が第５図に右側に示すように高づぎる場合の出力波形
を示し、この場合には被変調ＲＦ出力電圧はコピーＪべ
き入力ＳＳＢ信号が零レベルになっても零レベルになり
得ない。これがため、この制御入ツノ電圧の直流成分の
僅かな誤差が送信機からのスプリアス出力の著しい増大
を発生ずる。従って、ポテンショメータ５８の精密な手
動調整によりこの直流成分を設定することが提案されて
いる。

第１図において、搬器制御ループ６０は一点鎖線のブロ
ックで囲んである。この振幅制御ループ６０は負帰還が
あるときは１程度の低い電圧利得を有するが、ニーポイ
ンｌ−６２（第２図）以下では振幅変調器３６は×１０
５の利得を有する。

ポテンショメータ５８は差動増幅器３０の出力の直流成
分がニーポイント６２（第２図）に正確に対応するよう
精密に調整して振幅補正ループ６０が第３図の左側に示
１入力波形の零交差点においてＲＦ出力エンベローブを
著しく低減し得るようにする。

ポテンショメータ５８により設定された直流バイアスが
僅かに低づぎて負入力ピークがニーポイント６２より低
い出力値を取る場合には、差動増幅器３０を経る負帰還
ループは遮断され、出力電圧は急激に低下して差動増幅
器３０のオプーンルーブ利得のために負方向スパイクが
発生する。振幅制御ループ６０の入出力特性の傾きはニ
ーポインｌ−６２（第２図）以下では極めて急峻である
から、スパイクの振幅はポテンショメータ５８の僅かな
調整に応じて大きく変化し、断る負スパイクは第４図の
右側に示す制御入力電圧を第３図の右側に示す制御入力
電圧と比較するとよく識別することができる。

第１図に示づ既知のポーラループ送信機回路を実現する
際の実際上の困難は２個の振幅検波器２６及び５４を精
密に整合させなければならな０点にある。第１図の回路
において、回路が適正に動作していて負スパイクが第３
図の右側の波形に示すように現われているときは、差動
増幅器３０の入ノｊ端子Ａ及びＢの信号の振幅は振幅制
御ループ６０の負帰還作用により極めて精密に等しくさ
／れる。ループ利得を高くするほど入力端子Δ及び８間
の振幅誤差は小さくなる。

第１図の回路のＣからＡに至る信号路どＤから８に至る
信号路が直線性である場合、これら両信号路間の利得の
差はＤ点のレベルが送信機の高レベル出ツノから減衰器
４４により予め適当に減衰されるので何ら問題にならな
い。

しかし、入力端子Ａ及びＢに芋る信号路が非直線性で互
に等しくない場合には点Ｃ及びＤの信号間に、負帰還作
用により低減し得ない誤差が発生する。また、両信号路
の非直線性が等しくてもこれら非直線性信号路を通る信
号のレベルが同一でない場合には誤差が生ずる。これは
点Ｃ及びＤど入力端子Ａ及びＢとの間の非直線信号路間
の利１り（又は損失）の相違により生ずる。

以上の解析から点Ｃ及びＤから入力端子Ａ及びＢに至る
信号路はできるだ番プ厳密に同一にする′必要がある。

第６図は本発明に従って実現したポーラループ送信機の
簡単な実施例のブロック回路図である。

第６図にお′いて、低レベル無線周波Ｉｌｊ波帯信号が
入力端子６６に供給される。この入力端子は差回路６８
の第１入力端子及び第１リミツタ７ｏに接続される。第
１リミツタ７０の出力端子は第１及び第２ミキサ７２及
び７４にそれぞれ接続される。後述するように第２ミキ
サは振幅復調器として作用する。

ミキサ７２及び７４の出ツノ端子はそれぞれＶＣＯ３２
及び振幅変調器３６に接続される。

低域通過フィルタ４０からの高レベル出ノ〕は減衰器４
４で減衰され、ミキサ４８で周波数変換された後に９０
”移相器１Ｇを経て差回路６８のＭ２入力端子に供給さ
れ、差回路６８の出力端子は第２ミキサ７４に接続され
ると、共に第２リミツタ７８を経て第１ミキザ１２に接
続される。９０°移相器１６はＶ　ＣＯ３２の位相ロッ
クループにより導入される９０°位相シフトを除去する
ために挿入しである。本例の簡単化した回路においては
第１及び第２リミツタにおいて何の位相シフ１〜も生ぜ
ず、位相ロックループは位相検出器の位相検出レンジの
中心で動作して９０゜の位相シフトを生ずるものとする
。

Ｍ６図に示１回路の動作においては入力端子６６の低レ
ベルＲＦ信号は差回路６８において、減衰及び位相補正
された出力信号から減算される。得られた差信号は第２
ミキサｒ４に供給され、こＣで他方の入力端子の振幅制
限された信号が乗算されてエンベロープ信号を発生し、
この信号が振幅変調器３６に制御入力電圧として供給さ
れる。第２ミキサ７４から成る振幅復調器の非直線性は
帰還ループに含まれるので、帰還作用によりその影響は
無効にされる。

入出力信号間の位相差信号は第１ミキリ７２で導出され
、Ｖ、ＣＯ３２に供給される。第１ミキサ７２は位相検
出器（ＰＳＤ）として作用りる。

第７図は第１ミキサ１２から成るＰＳＤ及び第２ミキサ
１４から成る振幅復調器の特性曲線８０及び８２を示す
。位相ロックループの直流利得が十分に高い場合には、
第７図に８４で示すロックレンジ内の位相変化は僅かで
あると共に振幅復調器をその最大利得に維持する。

第６図に示す本発明の簡単な例においては第１及び第２
リミツタ７０及び７８において位相シフトが殆んど生じ
ないものと仮定した。しかし、実際には位相シフトがあ
り、第７図につき述べた動作条件を維持するために適当
な移相回路を挿入する必要がある。

第１及び第２リミツタ７０及び７８において−６０゜の
位相シフトが生ずる場合の本発明の実施例のブロック回
路を第８図に示す。第６図と比較すると、９０°移相器
７６が除去され、−６０°移相器８６が入力端子６６と
差回路６８どの間に挿入されると共に＋３０°移相器８
８が第１リミツタ１０と第１ミクサ７２の入力端子との
間に挿入されている。第１リミツタ７０の出力端子は前
例と同様に第２ミクサ７４に接続する。ループ増幅器９
０及び９２を第１ミクサ７２とＶＣＯ３２との間及び第
２ミクサ７４と振幅変調器３Ｇとの間にイれぞれ接続す
る。

入力端子６６の信号の位相をＯｏの基準として取ると、
第１す゛ミツタフ０により導入される相対位相シフトは
一６０°である。これがため、振幅復掴器として作用づ
る第２ミクサ１４の入力端子Ｒに供給される振幅制限さ
れた入力信号は一６０°の相対位相を有する。減衰器４
４を経る帰還ループは何の追加の位相シフトを導入しな
いため、差回路６８の入力端子Ｑの信号の相対位相は一
６０°である。入力端子Ｐ及びＱの信号を同相で互に減
算するために移相器８６が一６０°の相対位相シフトを
導入する。

従って、斯る構成によれば入力端子Ｐ、Ｑ及ｐＲの信号
は同相になり、振幅復調器７４は最大の利得と最低の位
相感度を持ったものにｔ【る。

第２リミツタ１８は一６０″の相対位相シフ１−を導入
するため、位相検出器として作用する第１ミクサ７２の
入力端子Ｓの信号は−１２０°の相対位相を右する。第
１ミクサ７２の入力端子Ｓ及び１間に９０’の位相差を
維持するために＋３０°移相器８８により入力端子Ｔの
相対位相が一３０°にされる。

回路の動作中振幅変調器３６及び増幅器３８により導入
される位相シフトは問題にならない。更に、レベル変化
により生ずる増幅器３８の出力の位相変化はループ作用
により除去される。

第８図に示１回路は次の手順によりセットアツプＪるこ
とができる。

差回路６８の入力端子Ｑを切る。

振幅変調された搬送波源を入力端子に接続し、第２ミク
→ノア４から成る振幅復調器の出力をモニタする。

移相器８６の移相器を復調出力が最大になるよう調整す
る。この位相調整と同時に、差回路６８の入ツク端子Ｐ
のレベルを入力端子６６の入力レベルを変化させて一定
に維持する必要がある。振幅復調器の出力はその最大ピ
ーク可能出力を越えないようにする必要があると共に必
要に応じ復調器の利得を低減する必要がある。

移相器８８により導入する移相はループ増幅器９０の利
得を低減覆ることにより位相ロックループの利得を低減
して調整する。位相検出器の出力、即ら第１ミクサ７２
の出力をモニタし、入力端子６６に供給される無変調搬
送波を変化させて位相ロックループ誤差電圧をその全ロ
ックレンジに回って変化さける。移相器８８は振幅復調
器の直流レベル、叩ら第２ミクサ７４の出力が位相検出
器の出力電圧がロックレンジの中点にあるときに最大に
なるよう調整する。この場合位相ロックループの利得を
規定の高値に増大さけると、振幅復調器用ノｊが位相ロ
ックループの低利得時にロックレンジの中心で最大にな
るよう調整しであるので振幅復調器出力は全ロックレン
ジに亘って同一のレベルに維持されるはずである。これ
を第９図に示づ。第９図において横軸は位相φを示し、
縦軸は電圧Ｖを示づ。曲線９３は低利得位相ロックルー
プの場合のロックレンジにおける振幅復調器の出力を示
し、曲線９４は低利得位相Ｉコツクループの場合のロッ
クレンジにおける位相ロックループ誤差電圧を示す。

水平ライン９５は高利得位相口ツクループの場合のロッ
クレンジにおける振幅復調器の定レベル出力し、破線垂
直ライン９６は高利得位相ロックループの場合のロック
レンジにおりる位相ロックループ誤升電圧を示り。

第８図に示す回路の実現に当っては、差回路６８は種々
の形態に実現することができ、最も簡単な方法は第８図
の入ツノ端子Ｐ及びＱの信号を乗算器の平衡入力端子に
供給することである。斯る構成の利点の一つは、平衡ミ
クサ入力端子は明確に整合するので歪みが最小になる点
にある。他の利点は、入力端子Ｐ及び０間の絶縁分離を
、特にこれら入力端子のインピーダンスが低く維持され
る場合には各入力端子から大地へ５００の抵抗を付加す
ることにより良好にすることができる点にある。

ミクサ７４は、その出力が入力端子［−）及びＱに供給
された信号間の復調した差であるため、振幅復調器とみ
なすことができる。

既知の２等レベルトーンテス１〜（第３図参照）の適用
においては、種ノＺの問題が２ト一ン信号の零交差点に
おいて起り得る。入力レベルが零に低下し、出力も零に
する必要がある瞬時においては位相及び振幅制御ループ
のループ利得が零に減少する。帰還ループは零ループ利
得では動作し得ず、従ってループは実効的に開になる。

２１−一ンテストでは得られる入力は極めて短い時間零
になるだけであるが、それにもかかわらず零点及び゛そ
の近傍で不確定状態が存在する。

得られた２１ヘーンの位相は各零交差毎に反転する。電
圧制御発１辰器３２はこの位相反転に追従づる必要があ
り、これは実際上新しい位相に再ロック覆ることにより
行なわれる。しかし、ループは再［Ｊツクにループ帯域
幅に応じて有限の時間を必要とする。ループ帯域幅はル
ープ利得に依存し、ループ利得は位相検出器の入力レベ
ルに依存する。

従って、入力が零に低下するとループ帯域幅も零に減少
する。このループ帯域幅の減少が起る速度は電圧制御発
振器の傾き、位相検出器の傾き、ループ増幅器の利得を
増大させると共にループフィルタの帯域幅を増大させる
ことにより増大させることがＣぎる。

位相ロックループは一次特性を有するものと１る必要が
あるが、高周波ループ不安定を導くスプリアス時定数の
ためにループフィルタの付加が要求される。しかし、ル
ープ帯域幅は有限であるので、電圧制御発振器３２は短
時間の問罪ロック状態になり、位相に感応する振幅復調
器から過渡出力を発生する。過渡出力の影響を低減し得
ない場合には、第１０図に示すようにエンベロープの零
点に無線周波数の高速スパイク９８が生ずる。過渡出力
を、振幅補正誤差電圧を零交差時の零ＲＦ出力に対応す
る適正レベルにクランプするような方法により除去する
ことができない場合には、スパイクの影響を、位相シフ
トを導入Ｊることなく（位相シフトの導入は正確な位相
反転時以外の瞬時に零点を生起するため）、最低にする
必要がある。

このスパイクの影響を低減づ゛る一つの方法は位相遅延
を生ずることなくスパイクの振幅を制限する方法である
。他の低減方法は有限の立子り時間を有する回路を用い
て位相遅延を導入づることなく達成することができる。

斯る回路の一例を第１１図に示す。演算増幅器１００は
入力端子１０２に、振幅復調器（即ちミクサ７４）の出
力端子からの第１０図に示す信号を受信する。この演算
増幅器の出力端子１０４は抵抗１０８を経て出力端子１
０６に接続される。出力端子１０６は演算増幅器１００
の他方の入力端子に帰ｉ１接続されると共にコンデンサ
１１０を経て大地に接続される。動作において、端子１
０６の出力は端子１０２の入力に、増幅器の出力端子１
０４の出力スイングがその正負の限界値に達したときに
発生ずる所定の最大立上り速度までは追従する。負スパ
イクは第３及び第４図につき説明した理由のために有用
であるので、負スｔ５イクを正スパイクと一緒に除去す
る場合には、高速ロスパイクを高速再生する手段を設け
る必要がある。

第６及び第８図の回路の動作において、位相シフトは入
力レベルに応じて約±１５°の範囲に亘って変化する。

振幅変化をともなうこの位相シフ１〜変化は移相回路に
可変容量ダイオードを用い、これらダイオードを振幅誤
差制御電圧で制御づることにより補正でることができる
。

第６図において、移相回路８６及び８８の移相器の調整
はいくつかの他の方法で行なうことができる。

更に、位相検出器に逆方向の傾きを用い、１８０’Ｃの
位相シフトを導入することもできる。この場合には移相
器８８により与えられる移相量は反対極性で一層大ぎな
値にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は既知のポーラループ送信機のブロック回路図、 第２図は変調器の制御入力電圧（ＣＩＶ）対ＲＦ出力Ｉ
Ｋ圧（ＭＯＤ　　ＲＦ　　Ｏ／Ｐ）（７）グラフを示１
図、 第３図は２トーン入力８８Ｂ信＠（左側）と正しい直流
制御入力電圧（右側）の波形を示す図、第４図及び５図
は低ずぎる直流制御入ツノ電圧及び高すぎる直流制御入
力電圧（右側）と、これら電圧が振幅変調器に供給され
て発生するＳＳＢ信号の波形をそれぞれ示す図、 第６図は本発明によるポーラループ送信機の簡単な例の
ブロック回路図、 第７図は第６図の位相検出器の理解を容易にするだめの
特性図、 第８図は本発明ポーラループ送信機の実施例のブロック
回路図、 第９図は第８図の振幅復調器のセットアツプの理解を容
易にするための特性図、 第１０図は２ト一ンテスト時に振幅復調器にＪ：り発生
される過渡出力を示す図、 第１１図は有限立上り時間回路の回路図である。 ３２・・・電圧制御発振器　３４・・・バッファ３６・
・・振幅変調器　　　３８・・・電力増幅器４０・・・
低域通過フィルタ ４２・・・アンテナ　　　　４４・・・減衰器４８・・
・ミクサ　　　　　５０・・・局部発振器６６・・・前
線周波単側波帯信号入力端子６８・・・差回路　　　　
　７０・・・第１リミツタ７２・・・第１ミクサ（位相
検出器） ７４・・・第２ミクサ〈振幅復調器） ７６・・・移相器　　　　　７８・・・第２リミツタ８
６、８８・・・移相器　　　９０．９２・・・ループ増
幅器。 ＦＩＧ、６ ２イ ＦＩＧ、８ １６８− ＦＩＧ、９ ＦＩＧ、ＩＩ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、振幅変調器と、出力信号を発生する電力増幅器と、
   入力信号と出力信号とから両者の差信号を発生する差信
   号発生手段と、該差信号を復調して制御信号を発生し、
   これを前記振幅変調器に供給する振幅復調手段とを具え
   たことを特徴とするポーラループ送信機。 ２、特許請求の範囲１記載の送信機において、入力信号
   を振幅制限する第１リミツタと、出力信号を振幅制限す
   る第２リミツタと、前記第１及び第２リミツタの出力端
   子に結合された入力端子を有する位相検出手段を具え、
   該位相検出手段の出力端子から前記振幅変調器に結合さ
   れた電圧制御発振器に対する補正信号を発生ずるように
   したことを特徴とするポーラループ送信機。 ３、特許請求の範囲２記載の送信機において、前記第１
   リミツタの出力端子を前記振幅復調手段に結合したこと
   を特徴とするポーラループ送信機。 ４、特許請求の範囲２又は３記載の送信機において、前
   記第１及び第２リミツタにより導入される位相シフトを
   相殺する移相手段を具えたことを特徴とするポーラルー
   プ送信機。 ５、特許請求の範囲４記載の送信機において、前記移相
   手段は前記差信号発生手段に・至る入力信号の信号路内
   に挿入された第１移相器と、前記第１リミツタから前記
   位相検出手段の入力端子に至る信号路内に挿入された第
   ２移相器を具えることを特徴とするポーラループ送信機
   。 ６、特許請求の範囲１記戦の送信機において、前記差信
   号発生手段は平衡入力端子を有する乗算器を具えること
   を特徴とするポーラループ′送信機。 ７、特許請求の範囲１〜３の何れかに記載の送信機にお
   いて、前記振幅復調手段の過渡出力を低減もしくは除去
   する手段を具えたことを特徴とするポーラループ送信１
   幾。 ８．特許請求の範囲７記載のポーラループ送信機におい
   て、前記過渡出力により生ずるスパイクを位相遅延を導
   入することなく低減もしくは除去する手段を具えたこと
   を特徴とするポーラループ送信機。 ９、特許請求の範囲８記載の送信機において、前記スパ
   イク低減もしくは除去手段はレート制限上昇時間を有り
   −る回路を具えることを特徴とするポーラループ送信機
   。