JPH04198772A - 電力用半導体装置 - Google Patents
電力用半導体装置Info
- Publication number
- JPH04198772A JPH04198772A JP33330490A JP33330490A JPH04198772A JP H04198772 A JPH04198772 A JP H04198772A JP 33330490 A JP33330490 A JP 33330490A JP 33330490 A JP33330490 A JP 33330490A JP H04198772 A JPH04198772 A JP H04198772A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- load
- circuit
- power
- comparator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 39
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000003745 diagnosis Methods 0.000 abstract description 6
- 108090000699 N-Type Calcium Channels Proteins 0.000 abstract description 3
- 102000004129 N-Type Calcium Channels Human genes 0.000 abstract description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract description 3
- 101001051799 Aedes aegypti Molybdenum cofactor sulfurase 3 Proteins 0.000 abstract 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 108091006146 Channels Proteins 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 108010075750 P-Type Calcium Channels Proteins 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 238000005476 soldering Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Testing Of Individual Semiconductor Devices (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は電力用半導体装置にかかわり、特に電力用の用
途に設計された半導体素子の故障診断を行うことができ
る半導体装置に関するものである。
途に設計された半導体素子の故障診断を行うことができ
る半導体装置に関するものである。
従来、電力用半導体装置のパワー素子としては、バイポ
ーラトランジスタが多く用いられており、そのバイポー
ラトランジスタの故障には、コレクターエミッタ間に仮
に過大電流が流れたとしてもコレクターエミッタ間に微
少電圧しか検出されないショートモードがある。このシ
ョートモードによる故障時は、バイポーラトランジスタ
の故障を検出する方法として、アース側から数ボルト上
の所に基準電位を設定し、その基準電位とコレクタ−エ
ミッタ間電圧をコンパレータなどで比較するというコレ
クターエミッタ間電圧を直接監視し故障診断する方法を
用いている。
ーラトランジスタが多く用いられており、そのバイポー
ラトランジスタの故障には、コレクターエミッタ間に仮
に過大電流が流れたとしてもコレクターエミッタ間に微
少電圧しか検出されないショートモードがある。このシ
ョートモードによる故障時は、バイポーラトランジスタ
の故障を検出する方法として、アース側から数ボルト上
の所に基準電位を設定し、その基準電位とコレクタ−エ
ミッタ間電圧をコンパレータなどで比較するというコレ
クターエミッタ間電圧を直接監視し故障診断する方法を
用いている。
近年電力用半導体装置は、パワー（電力）部をゲートに
より出力制御する、パワーＭＯ３）ランジスタ、絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の絶縁ゲ
ート型の半導体素子を用いて構成されている。これらの
素子は、温度特性が優れていて容易にパワー素子を駆動
させることが出来るが、欠点としてゲート酸化膜が破壊
することがある。第２図（ａ）にパワーＭＯ３）ランジ
スタのゲート酸化膜破壊時のドレイン−ソース間電圧と
電流の関係を測定した結果を、第２図（ｂ）にその測定
回路を示す。ＮチャネルパワーＭＯ３）ランジスタ１０
０のドレイン電極には負荷２００が電気接続されており
、負荷２００の他方の端子は電圧供給端子Ａに電気接続
されている。
より出力制御する、パワーＭＯ３）ランジスタ、絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の絶縁ゲ
ート型の半導体素子を用いて構成されている。これらの
素子は、温度特性が優れていて容易にパワー素子を駆動
させることが出来るが、欠点としてゲート酸化膜が破壊
することがある。第２図（ａ）にパワーＭＯ３）ランジ
スタのゲート酸化膜破壊時のドレイン−ソース間電圧と
電流の関係を測定した結果を、第２図（ｂ）にその測定
回路を示す。ＮチャネルパワーＭＯ３）ランジスタ１０
０のドレイン電極には負荷２００が電気接続されており
、負荷２００の他方の端子は電圧供給端子Ａに電気接続
されている。
そして電圧供給端子Ａには、電圧Ｖｌ１１が供給される
。一方、ソース電極はＧＮＤに、ゲート電極は駆動回路
等にそれぞれ電気接続されている。又、負荷２００の抵
抗値は２．２Ωである。ＮチャネルパワーＭＯＳトラン
ジスタ１００がゲート破壊した場合、図かられかるよう
に、ドレイン−ソース間電圧はツェナ特性に似たモード
を示す。この様に、ゲート破壊した場合、出力制御が不
能になり負荷電流が流れ続ける場合がある。そのため、
パワー素子に故障診断回路を設け、パワー素子故障時に
、電力用半導体装置内に過大電流が流れ込むのを未然に
防ぎ、電力用半導体装置を保護する必要がある。
。一方、ソース電極はＧＮＤに、ゲート電極は駆動回路
等にそれぞれ電気接続されている。又、負荷２００の抵
抗値は２．２Ωである。ＮチャネルパワーＭＯＳトラン
ジスタ１００がゲート破壊した場合、図かられかるよう
に、ドレイン−ソース間電圧はツェナ特性に似たモード
を示す。この様に、ゲート破壊した場合、出力制御が不
能になり負荷電流が流れ続ける場合がある。そのため、
パワー素子に故障診断回路を設け、パワー素子故障時に
、電力用半導体装置内に過大電流が流れ込むのを未然に
防ぎ、電力用半導体装置を保護する必要がある。
又、最近パワー素子において、同一半導体基板内に保護
回路、駆動回路、通信回路等の処理回路を作り込んだイ
ンテリジェント型素子の開発が盛んに°行われている。
回路、駆動回路、通信回路等の処理回路を作り込んだイ
ンテリジェント型素子の開発が盛んに°行われている。
これらのうち、保護、診断、及びその内容の信号出力と
いった機能は、パワー素子により制御される負荷に関す
るもので、パワー素子自身の故障診断は外部の回路によ
り監視する方法をとっている。
いった機能は、パワー素子により制御される負荷に関す
るもので、パワー素子自身の故障診断は外部の回路によ
り監視する方法をとっている。
［発明の解決しようとする課題］
しかしながら、パワーＭＯＳトランジスタにおいては、
従来のバイポーラトランジスタにおける技術のように、
ドレイン−ソース間電圧を直接監視し判断する方法をそ
のまま採用すると、電力用半導体装置に供給される電圧
が、自動車のバッテリのように変動するものである場合
、ドレイン−ソース間に一定電流が流れず、ドレイン−
ソース間電圧は変動してしまう。パワーＭＯＳトランジ
スタは、第２図（ａ）に示すようにゲート酸化膜破壊し
て故障した時でも、ドレイン−ソース間電圧は観測され
るため、電力用半導体装置に供給される電圧と共にトレ
イン−ソース間電圧は変動してしまう。従って、ドレイ
ン−ソース間電圧を直接監視する方法では、故障診断を
誤まる場合がある。よって、ドレイン−ソース間電圧を
直接監視し判断する方法は不適当である。
従来のバイポーラトランジスタにおける技術のように、
ドレイン−ソース間電圧を直接監視し判断する方法をそ
のまま採用すると、電力用半導体装置に供給される電圧
が、自動車のバッテリのように変動するものである場合
、ドレイン−ソース間に一定電流が流れず、ドレイン−
ソース間電圧は変動してしまう。パワーＭＯＳトランジ
スタは、第２図（ａ）に示すようにゲート酸化膜破壊し
て故障した時でも、ドレイン−ソース間電圧は観測され
るため、電力用半導体装置に供給される電圧と共にトレ
イン−ソース間電圧は変動してしまう。従って、ドレイ
ン−ソース間電圧を直接監視する方法では、故障診断を
誤まる場合がある。よって、ドレイン−ソース間電圧を
直接監視し判断する方法は不適当である。
そこで本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであっ
て、従来のパイボートランジスタにおける故障診断方法
とは異なる方法により、故障診断を行い、電力用半導体
装置全体の故障を最低限に抑える装置を提供することを
目的とする。
て、従来のパイボートランジスタにおける故障診断方法
とは異なる方法により、故障診断を行い、電力用半導体
装置全体の故障を最低限に抑える装置を提供することを
目的とする。
本発明は上記目的を解決するためになされたものであっ
て、その電力半導体装置は、第１電圧供給端子、及びこ
の端子の電圧より低い電位に設定された第２電圧供給端
子と、 これら第１電圧供給端子、及び第２電圧供給端子に負荷
と共に電気接続され、該負荷に流れる負荷電流を制御す
る半導体素子と、 その正側入力端子を前記半導体素子に電気接続すると共
にその負側入力端子には第１１１ｉ圧供給端子及び第２
電圧供給端子に応じて設定される基準電圧を入力する比
較器と、 前記比較器の出力端子と電気接続され、前記比較器の出
力を取り込み、半導体素子が故障している時、故障検出
信号を出力する診断回路と、前記故障検出信号に応じて
、前記負荷、及び前記半導体素子への電圧供給状態を切
り替える手段と、 を備えることを特徴とした技術的手段を採用するもので
ある。
て、その電力半導体装置は、第１電圧供給端子、及びこ
の端子の電圧より低い電位に設定された第２電圧供給端
子と、 これら第１電圧供給端子、及び第２電圧供給端子に負荷
と共に電気接続され、該負荷に流れる負荷電流を制御す
る半導体素子と、 その正側入力端子を前記半導体素子に電気接続すると共
にその負側入力端子には第１１１ｉ圧供給端子及び第２
電圧供給端子に応じて設定される基準電圧を入力する比
較器と、 前記比較器の出力端子と電気接続され、前記比較器の出
力を取り込み、半導体素子が故障している時、故障検出
信号を出力する診断回路と、前記故障検出信号に応じて
、前記負荷、及び前記半導体素子への電圧供給状態を切
り替える手段と、 を備えることを特徴とした技術的手段を採用するもので
ある。
そこで本発明によると、半導体素子の出力端子間のオフ
時耐圧を、第１電圧供給端子及び第２電圧供給端子に応
じて設定される基準電圧と比較することにより監視し、
耐圧の低下を半導体素子の故障と診断し、信号を出力し
、信号出力に応して、負荷、及び半導体素子への電圧供
給状態を切り替える構成であるので、半導体素子の出力
電圧を直接監視して診断することなく、半導体素子の故
障を発見し、それによって半導体装置全体の故障を最低
限に抑える。
時耐圧を、第１電圧供給端子及び第２電圧供給端子に応
じて設定される基準電圧と比較することにより監視し、
耐圧の低下を半導体素子の故障と診断し、信号を出力し
、信号出力に応して、負荷、及び半導体素子への電圧供
給状態を切り替える構成であるので、半導体素子の出力
電圧を直接監視して診断することなく、半導体素子の故
障を発見し、それによって半導体装置全体の故障を最低
限に抑える。
以下、本発明を図面に示す実施例を用いて詳細に説明す
る。
る。
第１図は本発明の第１実施例の構成を示す電気回路図で
ある。負荷４は、例えばアンチロックブレーキシステム
（ＡＢＳ）のアクチュエータなどが該当し、その負荷４
の電流制御のパワー素子として、Ｎ型チャネルの二重拡
散型ＭＯＳトランジスタ（以下、ｒＤＭＯ３Ｊという）
が用いられている。第１図は、その０ＭＯ３をローサイ
ドスイッチとして使用した例である。
ある。負荷４は、例えばアンチロックブレーキシステム
（ＡＢＳ）のアクチュエータなどが該当し、その負荷４
の電流制御のパワー素子として、Ｎ型チャネルの二重拡
散型ＭＯＳトランジスタ（以下、ｒＤＭＯ３Ｊという）
が用いられている。第１図は、その０ＭＯ３をローサイ
ドスイッチとして使用した例である。
図において、０ＭＯ３１のドレイン電位には電圧供給端
子ａより電源オン／オフ用のリレー５と負荷４を介して
電ａ電圧ＶＤＤが供給されている。
子ａより電源オン／オフ用のリレー５と負荷４を介して
電ａ電圧ＶＤＤが供給されている。
又、そのゲート電極ＧはＣＰｔＪからの信号に応じて動
作する駆動・通信回路９に電気接続され、この駆動・通
信回路９によりハイレベルの信号が供給されると、オン
状態となりドレイン−ソース間に電流が流れる。駆動・
通信回路９には、定電圧回路１０が電気接続されており
、ゲート電極Ｇに一定の電圧が供給されるようになって
いる。ドレイン電極は、ＯＵＴ端子を介して負荷４に電
気接続され、このＤＭＯ３Ｉの動作状態により負荷４に
流れる負荷電流を制御している。又、ソース電極Ｓは本
発明の言う第２電圧供給端子に相当する接地線（ＧＮＤ
）に接地される。ＭＯＳ）ランジスタ１のドレイン電極
りと負荷４との接続点すの電位はコンパレータ２の正側
入力端子に入力され、その負側入力端子は、電源電圧■
。を抵抗１２．１３により抵抗分割され設定された基準
電圧Ｖ ＲＥＦが入力される。そして、コンパレータ２
の出力電圧はこの出力端子から出力され診断回路８に取
り込まれる。診断回路８は、コンパレータ２の出力電圧
とＣＰＵからの信号の論理をとって故障を診断し、故障
を検出すると、それに応じたダイアグ信号をリレー駆動
用トランジスタ７及びＣＰＵへ出力している。
作する駆動・通信回路９に電気接続され、この駆動・通
信回路９によりハイレベルの信号が供給されると、オン
状態となりドレイン−ソース間に電流が流れる。駆動・
通信回路９には、定電圧回路１０が電気接続されており
、ゲート電極Ｇに一定の電圧が供給されるようになって
いる。ドレイン電極は、ＯＵＴ端子を介して負荷４に電
気接続され、このＤＭＯ３Ｉの動作状態により負荷４に
流れる負荷電流を制御している。又、ソース電極Ｓは本
発明の言う第２電圧供給端子に相当する接地線（ＧＮＤ
）に接地される。ＭＯＳ）ランジスタ１のドレイン電極
りと負荷４との接続点すの電位はコンパレータ２の正側
入力端子に入力され、その負側入力端子は、電源電圧■
。を抵抗１２．１３により抵抗分割され設定された基準
電圧Ｖ ＲＥＦが入力される。そして、コンパレータ２
の出力電圧はこの出力端子から出力され診断回路８に取
り込まれる。診断回路８は、コンパレータ２の出力電圧
とＣＰＵからの信号の論理をとって故障を診断し、故障
を検出すると、それに応じたダイアグ信号をリレー駆動
用トランジスタ７及びＣＰＵへ出力している。
リレー駆動用トランジスタ７のベース電極Ｂは、リレー
駆動用トランジスタ７の保護用の抵抗を介して接続点ｄ
で診断回路８と電気接続されている。
駆動用トランジスタ７の保護用の抵抗を介して接続点ｄ
で診断回路８と電気接続されている。
又、コレクタ電極Ｃは電源オン／オフ用のリレー５に、
エミッタ電極ＥはＧＮＤにそれぞれ電気接続される。リ
レー駆動用トランジスタ７のベースに診断回路８からの
ダイアグ信号が入力されると、リレー駆動用トランジス
タ７がオン状態となり、それに応じてリレー５が作動し
、接点が開くので電源電圧ＶＯＯから電流が流れないよ
うになる。
エミッタ電極ＥはＧＮＤにそれぞれ電気接続される。リ
レー駆動用トランジスタ７のベースに診断回路８からの
ダイアグ信号が入力されると、リレー駆動用トランジス
タ７がオン状態となり、それに応じてリレー５が作動し
、接点が開くので電源電圧ＶＯＯから電流が流れないよ
うになる。
上述のような回路構成において、インテリジェントパワ
ーＭＯ３３は、ＤＭＯ３Ｉ、コンパレータ２、診断回路
８、駆動・通信回路９、定電圧回路１０、抵抗１２，１
３、を１チツプに内蔵している。
ーＭＯ３３は、ＤＭＯ３Ｉ、コンパレータ２、診断回路
８、駆動・通信回路９、定電圧回路１０、抵抗１２，１
３、を１チツプに内蔵している。
さて、ＤＭＯ３Ｉのゲートに駆動・通信回路９からハイ
レベルの信号が供給されていない状態で、ＤＭＯ３Ｉの
ドレイン−ソース間に電流が流れないオフ状態であると
すると、負荷４にはリーク電流しか流れない。リーク電
流は通常多くても数μへ程度であるから負荷の両端に生
じる電圧はほぼ０■である。従って接続点すの電位、即
ちＤＭＯ８１のオフ時耐圧は、電源電圧■。、と同電位
であるといってよい。よってＤＭＯ３Ｉのオフ時に於い
て、コンパレータ２の正側入力端子には、接続点すにお
ける電位、即ち、電源電圧ｖａｎが入力している。なお
、コンパレータ２の負側入力端子には、電源電圧から設
定された基準電圧Ｖ ＊ｔｔが入力されている。
レベルの信号が供給されていない状態で、ＤＭＯ３Ｉの
ドレイン−ソース間に電流が流れないオフ状態であると
すると、負荷４にはリーク電流しか流れない。リーク電
流は通常多くても数μへ程度であるから負荷の両端に生
じる電圧はほぼ０■である。従って接続点すの電位、即
ちＤＭＯ８１のオフ時耐圧は、電源電圧■。、と同電位
であるといってよい。よってＤＭＯ３Ｉのオフ時に於い
て、コンパレータ２の正側入力端子には、接続点すにお
ける電位、即ち、電源電圧ｖａｎが入力している。なお
、コンパレータ２の負側入力端子には、電源電圧から設
定された基準電圧Ｖ ＊ｔｔが入力されている。
今、ゲート酸化膜破壊などの原因によりＤＭＯ３１が故
障したとすると、ＤＭＯ３Ｉのオフ状態にもかかわらず
負荷４とＤＭＯ３Ｉに電流が流れる。従って、ＤＭＯ３
Ｉのオフ時電圧は電位降下が起こり、接続点すにおける
電位は■。、より低くなる。そのためコンパレータ２の
正側入力端子の入力電圧値が低下して、電源電圧■。、
から設定された基準電圧Ｖ ＩＩＥＦとの大小関係が反
転する。このため、コンパレータ２の出力信号は、ハイ
レベルからロウレベルになり、その信号を診断回路８に
入力する。
障したとすると、ＤＭＯ３Ｉのオフ状態にもかかわらず
負荷４とＤＭＯ３Ｉに電流が流れる。従って、ＤＭＯ３
Ｉのオフ時電圧は電位降下が起こり、接続点すにおける
電位は■。、より低くなる。そのためコンパレータ２の
正側入力端子の入力電圧値が低下して、電源電圧■。、
から設定された基準電圧Ｖ ＩＩＥＦとの大小関係が反
転する。このため、コンパレータ２の出力信号は、ハイ
レベルからロウレベルになり、その信号を診断回路８に
入力する。
これにより、診断回路８は、コンパレータ２からの信号
とＣＰＵからの信号の論理をとってリレー駆動用トラン
ジスタ７に対してダイアグ信号を出力する。リレー駆動
用トランジスタ７のヘースに診断回路８からのダイアグ
信号が入力されると、リレー駆動用トランジスタ７が駆
動し、それに基づいてリレー５が作動し、オフ状態とな
り、負荷４及びインテリジェントパワーＭＯ３３に電流
が流れなくなる。
とＣＰＵからの信号の論理をとってリレー駆動用トラン
ジスタ７に対してダイアグ信号を出力する。リレー駆動
用トランジスタ７のヘースに診断回路８からのダイアグ
信号が入力されると、リレー駆動用トランジスタ７が駆
動し、それに基づいてリレー５が作動し、オフ状態とな
り、負荷４及びインテリジェントパワーＭＯ３３に電流
が流れなくなる。
本実施例では基準電位Ｖ□、が電源電圧ＶＤＤによって
設定されるので、電：ｔＩ’に圧■。０の変動にともな
ってドレイン−ソース間電圧が変動しても、基準電位Ｖ
ＩＩＥＦもまた変動する。よってＤＭＯＳｌについて
、ＤＭＯ３Ｉの耐圧の低下、即ち負荷４の両端に生じる
電圧と、電源電圧から設定された基準電圧Ｖ□、を、コ
ンパレータ２で比較することで故障診断でき、ドレイン
−ソース間電圧を直接監視しても故障診断出来ないとい
った不具合が解消されるのである。さらに前述したよう
に、基準電位Ｖ ＩＩＥＦは電源電圧■、。によって設
定されるので、電源電圧■ＤＤの変動にも１１広く対応
する事が可能である。
設定されるので、電：ｔＩ’に圧■。０の変動にともな
ってドレイン−ソース間電圧が変動しても、基準電位Ｖ
ＩＩＥＦもまた変動する。よってＤＭＯＳｌについて
、ＤＭＯ３Ｉの耐圧の低下、即ち負荷４の両端に生じる
電圧と、電源電圧から設定された基準電圧Ｖ□、を、コ
ンパレータ２で比較することで故障診断でき、ドレイン
−ソース間電圧を直接監視しても故障診断出来ないとい
った不具合が解消されるのである。さらに前述したよう
に、基準電位Ｖ ＩＩＥＦは電源電圧■、。によって設
定されるので、電源電圧■ＤＤの変動にも１１広く対応
する事が可能である。
又、従来の技術においては、パワー素子の故障判断を外
部の回路により監視する方法をとっており、パワー素子
と外部回路との接続部分（はんだ付け、ワイヤｂｏｎｄ
ｉｎｇ等）が劣化したりするなど信転性に問題があった
が、本実施例においてはインテリジェントパワーＭＯ３
３に内蔵された回路で故障を検出しているので、上記の
ような問題点も解消される。
部の回路により監視する方法をとっており、パワー素子
と外部回路との接続部分（はんだ付け、ワイヤｂｏｎｄ
ｉｎｇ等）が劣化したりするなど信転性に問題があった
が、本実施例においてはインテリジェントパワーＭＯ３
３に内蔵された回路で故障を検出しているので、上記の
ような問題点も解消される。
次に、本発明の第２実施例の構成を第３図に示す電気回
路図を用いて説明する。この第２実施例は、負荷電流制
御用のパワー素子としてＮ型チャネルのＤＭＯ３を用い
、そのＤＭＯ３をハイサイドスイッチとして使用した例
である。尚、上記第１実施例と同じ構成には同一符号を
付してあり、その説明は省略する。
路図を用いて説明する。この第２実施例は、負荷電流制
御用のパワー素子としてＮ型チャネルのＤＭＯ３を用い
、そのＤＭＯ３をハイサイドスイッチとして使用した例
である。尚、上記第１実施例と同じ構成には同一符号を
付してあり、その説明は省略する。
図において、上記第１実施例と異なる構成を説明する。
リレー駆動用トランジスタ７のコレクタ端子にはリレー
５を介して電圧供給端子ｔが電気接続され、その電圧供
給端子仁には電圧ＶＣＣが供給される。ＤＭＯ３Ｉのド
レイン電位には電圧供給端子ｐよりリレー５を介して電
源電圧ｖａｎが供給されている。Ｎ型チャネルＤＭＯ３
をハイサイドスイッチとして使用する場合、ＤＭＯ３の
ゲートにハイレベルの信号が供給されて、オン状態とな
った後は、ソース電位がドレイン電位にほぼ等しくなる
ので、ゲート電位を昇圧してドレイン電位以上にする必
要がある。そのため、まず、昇圧回路１４をＤＭＯ３Ｉ
のドレイン電極と電圧供給端子ｐの間の接続点ｑ、及び
ゲート電極に電気接続する。これによってゲート電位を
ドレイン電位よりも高くする。ＤＭＯ３Ｉのソース電極
は負荷４と電気接続され、負荷４の他方の端子はＧＮＤ
に電気接続される。又、ＤＭＯ３Ｉのソース電極と負荷
４との接続点ｒにコンパレータ２の正側入力端子が電気
接続される。一方、負側入力端子には、上記第一実施例
と同様にして設定された基準電圧■、。、が入力される
。
５を介して電圧供給端子ｔが電気接続され、その電圧供
給端子仁には電圧ＶＣＣが供給される。ＤＭＯ３Ｉのド
レイン電位には電圧供給端子ｐよりリレー５を介して電
源電圧ｖａｎが供給されている。Ｎ型チャネルＤＭＯ３
をハイサイドスイッチとして使用する場合、ＤＭＯ３の
ゲートにハイレベルの信号が供給されて、オン状態とな
った後は、ソース電位がドレイン電位にほぼ等しくなる
ので、ゲート電位を昇圧してドレイン電位以上にする必
要がある。そのため、まず、昇圧回路１４をＤＭＯ３Ｉ
のドレイン電極と電圧供給端子ｐの間の接続点ｑ、及び
ゲート電極に電気接続する。これによってゲート電位を
ドレイン電位よりも高くする。ＤＭＯ３Ｉのソース電極
は負荷４と電気接続され、負荷４の他方の端子はＧＮＤ
に電気接続される。又、ＤＭＯ３Ｉのソース電極と負荷
４との接続点ｒにコンパレータ２の正側入力端子が電気
接続される。一方、負側入力端子には、上記第一実施例
と同様にして設定された基準電圧■、。、が入力される
。
このように回路構成される第２実施例においても、ＤＭ
Ｏ３Ｉがオフ状態であるとすると、負荷４にはリーク電
流しか流れない。従って接続点ｒの電位、ＧＮＤと同電
位であるといってよい。今、ゲート酸化膜破壊などの原
因によりＤＭＯ３Ｉが故障したとすると、ＤＭＯ３Ｉの
オフ状態にも関わらず負荷４とＤＭＯ５Ｉ４二過大電流
が流れる。
Ｏ３Ｉがオフ状態であるとすると、負荷４にはリーク電
流しか流れない。従って接続点ｒの電位、ＧＮＤと同電
位であるといってよい。今、ゲート酸化膜破壊などの原
因によりＤＭＯ３Ｉが故障したとすると、ＤＭＯ３Ｉの
オフ状態にも関わらず負荷４とＤＭＯ５Ｉ４二過大電流
が流れる。
従って、ＤＭＯ３ｌのＯＦＦ時耐圧は電位降下が起こり
、接続点ｒにおける電位はＧＮＤより高くなる。そのた
めコンパレータ２の正側入力端子の入力電圧値が上昇し
て基準電圧■、。、との大小関係が反転する。このため
、コンパレータ２の出力信号は、ローレベルからハイレ
ベルになり、診断回路８に入力する。その後は、実施例
１と同じ作動を行う。
、接続点ｒにおける電位はＧＮＤより高くなる。そのた
めコンパレータ２の正側入力端子の入力電圧値が上昇し
て基準電圧■、。、との大小関係が反転する。このため
、コンパレータ２の出力信号は、ローレベルからハイレ
ベルになり、診断回路８に入力する。その後は、実施例
１と同じ作動を行う。
以上、本発明を上記第１．第２実施例を用いて説明した
が、本発明はそれに限定されることなく、その主旨を逸
脱しない限り、例えば以下に示す如く種々変形可能であ
る。
が、本発明はそれに限定されることなく、その主旨を逸
脱しない限り、例えば以下に示す如く種々変形可能であ
る。
■、負荷電流制御用のパワー素子としてＰ型チャネルの
ＭＯＳトランジスタをローサイドあるいはハイサイドス
イッチとして使用した回路構成としてもよい。
ＭＯＳトランジスタをローサイドあるいはハイサイドス
イッチとして使用した回路構成としてもよい。
■８本発明で言う半導体素子としては、上述したＤＭＯ
３の他にゲート酸化膜を有する半導体装置に採用可能で
あり、例えばＶＭＯ３、Ｉ ＧＢＴ、パワーバイポーラ
トランジスタ等を採用できる。
３の他にゲート酸化膜を有する半導体装置に採用可能で
あり、例えばＶＭＯ３、Ｉ ＧＢＴ、パワーバイポーラ
トランジスタ等を採用できる。
■０本発明は負荷に電圧降下が生じないことを検出する
ため、パワー素子の出力端子はパワー素子オフ時には、
素子の耐圧が保証されること（通常数１０Ｖ〜数１００
Ｖ）、この耐圧以下であればリーク電流（通常数μＡ程
度まで）しか流れないことを利用してコンパレータでモ
ニタし、診断回路に入力させる。よって、検出回路であ
るコンパレータと診断回路はパワー素子と同一基板上に
ある必要はなく、パワー素子とは別に外付しても良い。
ため、パワー素子の出力端子はパワー素子オフ時には、
素子の耐圧が保証されること（通常数１０Ｖ〜数１００
Ｖ）、この耐圧以下であればリーク電流（通常数μＡ程
度まで）しか流れないことを利用してコンパレータでモ
ニタし、診断回路に入力させる。よって、検出回路であ
るコンパレータと診断回路はパワー素子と同一基板上に
ある必要はなく、パワー素子とは別に外付しても良い。
〔発明の効果］
以上述べたように、本発明の電力用半導体装置によると
、電力用半導体素子の出力端子間のオフ時耐圧を、第１
電圧供給端子及び第２電圧供給端子に応じて設定される
基準電圧と比較することにより監視し、耐圧の低下を電
力用半導体素子の故障と診断し、信号を出力し、信号出
力に応じて、負荷、及び電力用半導体素子への電圧供給
状態を切り替える構成であるので、電力用半導体素子の
出力電圧を直接監視して診断することなく、電力用半導
体素子の故障を正確に診断し、しかも、第１電圧供給端
子及び第２電圧供給端子に供給される電圧の変動に巾広
く対応し、それによって電力用半導体装置の故障を最低
限に抑えるという優れた効果がある。
、電力用半導体素子の出力端子間のオフ時耐圧を、第１
電圧供給端子及び第２電圧供給端子に応じて設定される
基準電圧と比較することにより監視し、耐圧の低下を電
力用半導体素子の故障と診断し、信号を出力し、信号出
力に応じて、負荷、及び電力用半導体素子への電圧供給
状態を切り替える構成であるので、電力用半導体素子の
出力電圧を直接監視して診断することなく、電力用半導
体素子の故障を正確に診断し、しかも、第１電圧供給端
子及び第２電圧供給端子に供給される電圧の変動に巾広
く対応し、それによって電力用半導体装置の故障を最低
限に抑えるという優れた効果がある。
八
化膜破壊時のドレイン−ソース間電圧と電流を測定した
結果を示す特性図と回路図、第３図は本発明の第２実施
例を表す電気回路図である。 １・・・チャンネルＤＭＯ３，２・・・コンパレータ。 ３・・・インテリジェントパワーＭＯ３，４，２００・
・・負荷、訃・・リレー、７・・・リレー駆動用トラン
ジスタ、８・・・診断回路、９・・・駆動・通信回路、
１０・・・定電圧回路、１２．１３・・・抵抗、１４・
・・昇圧回路、■９．・・・電源電圧、１００・・・Ｎ
チャネルパワーＭＯＳトランジスタ −ＤＭＯ５ ２−−−コン／＼°レータ ３−一一イン〒′１ン゛エントノ＼゛ワーＭＯ５８−・
名９区Ｉ′ｒ口足を Ｖｏｏ−−−９語しＶ尽 第１図
結果を示す特性図と回路図、第３図は本発明の第２実施
例を表す電気回路図である。 １・・・チャンネルＤＭＯ３，２・・・コンパレータ。 ３・・・インテリジェントパワーＭＯ３，４，２００・
・・負荷、訃・・リレー、７・・・リレー駆動用トラン
ジスタ、８・・・診断回路、９・・・駆動・通信回路、
１０・・・定電圧回路、１２．１３・・・抵抗、１４・
・・昇圧回路、■９．・・・電源電圧、１００・・・Ｎ
チャネルパワーＭＯＳトランジスタ −ＤＭＯ５ ２−−−コン／＼°レータ ３−一一イン〒′１ン゛エントノ＼゛ワーＭＯ５８−・
名９区Ｉ′ｒ口足を Ｖｏｏ−−−９語しＶ尽 第１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１電圧供給端子、及びこの端子の電圧より低い電位に
設定された第２電圧供給端子と、これら第１電圧供給端
子、及び第２電圧供給端子に負荷と共に電気接続され、
該負荷に流れる負荷電流を制御する半導体素子と、 その正側入力端子を前記半導体素子に電気接続すると共
に、その負側入力端子には第１電圧供給端子及び第２電
圧供給端子に応じて設定される基準電圧を入力する比較
器と、 前記比較器の出力端子と電気接続され、前記比較器の出
力を取り込み、半導体素子が故障している時、故障検出
信号を出力する診断回路と、前記故障検出信号に応じて
、前記負荷、及び前記半導体素子への電圧供給状態を切
り替える電圧供給状態を切り替え手段と、 を備えることを特徴とした電力用半導体装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2333304A JP2522466B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力用半導体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2333304A JP2522466B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力用半導体装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04198772A true JPH04198772A (ja) | 1992-07-20 |
| JP2522466B2 JP2522466B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=18264610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2333304A Expired - Lifetime JP2522466B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力用半導体装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2522466B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002352654A (ja) * | 2001-05-23 | 2002-12-06 | Furukawa Electric Co Ltd:The | 負荷制御装置 |
| JP2008008714A (ja) * | 2006-06-28 | 2008-01-17 | Ricoh Co Ltd | 半導体測定装置 |
| JP2008022152A (ja) * | 2006-07-11 | 2008-01-31 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | 電力供給制御装置 |
| JP2013074626A (ja) * | 2011-09-27 | 2013-04-22 | Robert Bosch Gmbh | 駆動回路のための供給電圧スイッチの性能を検査する方法、および装置 |
| JP2014054904A (ja) * | 2012-09-12 | 2014-03-27 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 電子装置およびその制御方法 |
| WO2017094765A1 (ja) * | 2015-12-03 | 2017-06-08 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | スイッチ故障診断装置 |
| KR20230057205A (ko) * | 2021-10-21 | 2023-04-28 | 큐알티 주식회사 | 전력 반도체 소자의 검사 방법, 및 이를 위한 검사 시스템 |
| WO2024004208A1 (ja) * | 2022-07-01 | 2024-01-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5722061U (ja) * | 1980-07-14 | 1982-02-04 | ||
| JPH01133820U (ja) * | 1988-03-04 | 1989-09-12 |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2333304A patent/JP2522466B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5722061U (ja) * | 1980-07-14 | 1982-02-04 | ||
| JPH01133820U (ja) * | 1988-03-04 | 1989-09-12 |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002352654A (ja) * | 2001-05-23 | 2002-12-06 | Furukawa Electric Co Ltd:The | 負荷制御装置 |
| JP4629908B2 (ja) * | 2001-05-23 | 2011-02-09 | 古河電気工業株式会社 | 負荷制御装置 |
| JP2008008714A (ja) * | 2006-06-28 | 2008-01-17 | Ricoh Co Ltd | 半導体測定装置 |
| JP4746489B2 (ja) * | 2006-06-28 | 2011-08-10 | 株式会社リコー | 半導体測定装置 |
| JP2008022152A (ja) * | 2006-07-11 | 2008-01-31 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | 電力供給制御装置 |
| JP2013074626A (ja) * | 2011-09-27 | 2013-04-22 | Robert Bosch Gmbh | 駆動回路のための供給電圧スイッチの性能を検査する方法、および装置 |
| JP2014054904A (ja) * | 2012-09-12 | 2014-03-27 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 電子装置およびその制御方法 |
| WO2017094765A1 (ja) * | 2015-12-03 | 2017-06-08 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | スイッチ故障診断装置 |
| KR20230057205A (ko) * | 2021-10-21 | 2023-04-28 | 큐알티 주식회사 | 전력 반도체 소자의 검사 방법, 및 이를 위한 검사 시스템 |
| WO2024004208A1 (ja) * | 2022-07-01 | 2024-01-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2522466B2 (ja) | 1996-08-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3587300B2 (ja) | 集積回路装置 | |
| US20060038584A1 (en) | Semiconductor device | |
| JPS62247268A (ja) | 電流検出回路 | |
| US5294890A (en) | Examination circuit for a sensor | |
| US10746812B2 (en) | Semiconductor device, electronic circuit, and method of inspecting semiconductor device | |
| US7327157B2 (en) | Switch device | |
| US11271558B2 (en) | Smart electronic switch | |
| JPH01227520A (ja) | 電力用半導体装置 | |
| US11528025B2 (en) | Driver circuit, system having a driver circuit, and calibration method | |
| US20130188287A1 (en) | Protection circuit, charge control circuit, and reverse current prevention method employing charge control circuit | |
| US9960588B2 (en) | Power switch device | |
| JPH04198772A (ja) | 電力用半導体装置 | |
| JP2009207077A (ja) | 半導体集積回路装置 | |
| CN105553465B (zh) | 电路装置以及电子设备 | |
| JP2019017128A (ja) | 逆接続保護装置の状態検出回路 | |
| US20170248645A1 (en) | Method and Device for Short Circuit Detection in Power Semiconductor Switches | |
| US11549998B1 (en) | Driver device having an NMOS power transistor and a blocking circuit for stress test mode, and method of stress testing the driver device | |
| JPH11261064A (ja) | パワーｍｏｓｆｅｔ回路 | |
| JP4788582B2 (ja) | プルアップ抵抗遮断用ｍｏｓトランジスタの駆動回路 | |
| JP5196222B2 (ja) | ゲート耐圧試験装置及び方法 | |
| JP6949280B1 (ja) | 半導体駆動装置およびこれを用いた電力変換装置 | |
| JP2658386B2 (ja) | 過電流検出回路 | |
| JP5194585B2 (ja) | 半導体装置の試験方法 | |
| JP3194740B2 (ja) | リーク電流測定可能な半導体集積回路 | |
| JP2583338Y2 (ja) | 電子回路故障診断装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080531 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110531 Year of fee payment: 15 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110531 Year of fee payment: 15 |