JPH04193067A

JPH04193067A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH04193067A
Application number: JP2327324A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-11-27
Filing date: 1990-11-27
Publication date: 1992-07-13
Anticipated expiration: 2015-09-11
Also published as: JP3085703B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波に
変換して負荷に供給するインバータ装置に間するもので
ある。

［従来の技術］ＩＬＬ鰺り第１４図は従来のインバータ装置（特開昭６０＝１３４
７７６号）の回路図である。以下、その回路構成につい
て説明する。ダイオードＤ　＜　、　Ｄ　ｓ　。

Ｄ　ｓ　、　Ｄ　？よりなる全波整流器ＤＢの交流入力
端子は、インダクタＬ１とコンデンサＣ８よりなるフィ
ルター回路を介して交流電源Ｖｓに接続されている。全
波整流器ＤＢの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタし、と、逆流阻止用のダイオードＤ１を介して平
滑用のコンデンサＣ５が接続されている。コンデンサＣ
１には、トランジスタＱ１゜Ｑ２の直列回路が接続され
ている。各トランジスタＱ、、Ｑ２には、それぞれダイ
オードＤ、、Ｄ２が逆並列接続されている。トランジス
タＱ、の両端には、直流カット用のコンデンサＣ３と限
流及び共振用のインダクタＬ２を介して放電灯１ａが接
続されている。放電灯ｉａのフィラメントの非電源側端
子間には、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ２が
並列接続されている。

以下、上記回路の動作について説明する。まず、トラン
ジスタＱ　Ｉ、　Ｑ　２、ダイオードＤ、、、Ｄ２、イ
ンダクタＬ２、コンデンサＣ２、Ｃ３、放電灯ｉａが直
列インバータ回路を構成している。トランジスタＱ１゜
Ｑ２は高速度で交互にオン　オフされる。平滑コンデン
サＣ１の直流電圧は、トランジスタＱ、、Ｑ。

て高周波的にスイッチングされ、放電灯１ａに高周波電
力が供給される。次に、トランジスタＱ２とダイオード
Ｄ１及びインダクタし３は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタＱ２のオン時に、全波整流器ＤＢの
出力をインダクタし、を介してトランジスタＱ２でスイ
ッチングし、インダクタし、にエネルギーを蓄積し、ト
ランジスタＱ２のオフ時にダイオードＤ１を介して平滑
コンデンサＣ１を充電する。このチョッパー作用により
入力力率が高くなり、入力電流の高調波成分も少なくな
る。さらに、コンデンサＣ８とインダクタＬ１はフィル
ター回路を構成しており、チヨ・ンパー回路のスイッチ
ング電流に含まれる高周波成分を除去している。

この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトラン
ジスタＱ２とダイオードＤ１を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点かあるか、兼
用したトランジスタＱ２にはインバータとチョッパーの
両方の電流が流れることになり、トランジスタＱ２のス
トしスは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、
この回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コ
ンデンサＣ１に高い直流電圧が充電される。このため、
コンデンサＣ１及びインバータ回路の回路素子には高耐
圧のものが必要てあり、回路素子は高価になる。

良股九え第１５図は他の従来例（特開平１−２５２１６２号）の
回路図である。この従来例では、トランジスタＱ、、Ｑ
２、ダイオードＤ　１．　Ｄ　２、インダクタＬ２、コ
ンデンサ０２〜Ｃ４、放電灯ｎａがハーフブリッジ式イ
ンバータを構成している。Ｃ１は平滑コンデンサであり
、この電圧をコンデンサＣ，，Ｃ。

で分圧し、その電圧をトランジスタＱ、、Ｑ２て高周波
的にスイッチングして、放電灯Ｚａに高周波電力を供給
する。

一方、トランジスタＱ２、ダイオードＤ３、インダクタ
Ｌ３、コンデンサＣ５、インピーダンス素子Ｚか第１４
図のチョッパーに相当する働きをする。

トランジスタＱ２がオンすると、全波整流器ＤＢからイ
ンダクタし１、コンデンサＣ５、インピーダンス素子Ｚ
、トランジスタＱ２を介してインダクタし３に電流を流
す。トランジスタＱ２がオフすると、インダクタし、に
誘起電圧が発生し、ダイオードＤ３を介して平滑コンデ
ンサＣ３を充電する。

この回路も本質的には昇圧チョッパーであるが、コンデ
ンサＣ９とインピーダンス素子２を介して間接的にイン
ダクタＬ３とダイオードＤ３の接続点の電位をスイッチ
ングするため昇圧作用が小さくなる。

［発明が解決しようとする課題］上述の従来例１，２では、チョッパーとインバータとで
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（Ｄ　Ｃ−Ｄ　Ｃ変換）とイ
ンバータ（ＤＣ−ＡＣ変換）という２つの変換器を通る
ため、回路総合効率（負荷の消費電力−人力電力）が悪
くなるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、インバータ装置の入力力率を高
く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成で
回路総合効率を向上させることにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと
、整流器ＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ１を有
し、平滑コンデンサＣ１の電圧を高周波に変換して負荷
に供給するインバータ装置において、整流器ＤＢの出力
からインピーダンス素子ｚ１と、インバータ１の振動要
素Ｚ２及びスイッチング素子ＳＷ、を介して交流電源Ｖ
ｓから入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴
とするものである。

［作用］第１図は本発明の基本構成図である。本発明の特徴は、
整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１、インバータ１の
振動要素ｚ２、スイッチング素子ＳＷｌの電流経路を設
けたことである。スイッチング素子ＳＷ１が高速でオン
・オフすると、整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１、
インバータ１の振動要素Ｚ２、スイッチング素子ＳＷ１
の経路で電流が流れ、交流電源Ｖｓの商用周期の全区間
にわたって、入力電流が流れるので、入力力率が高くな
る。また、第１４０に示したようなコンデンサＣ８，イ
ンダクタＬ、よりなるフィルター回路を付加すれば、入
力電流の高調波成分も低く抑えられる。一方、コンデン
サＣ３を直流電源としてインバータ１により負荷には高
周波電力が供給される。スイッチング素子ＳＷ、がオン
のとき、インバータ１の振動要素ｚ２には、インバータ
１の電流が流れると共に、整流器ＤＢ、インピーダンス
素子ｚ１を介する電流経路でも電流が流れる。このため
、振動要素ｚ２はインバータ１と入力力率改善回路とて
共用されることになり、従来例に比べて更に回路の共用
化が進んでいる。したがって、回路構成も簡単になる。

なお、ダイオードＤ、は必要に応して接続する。

後述の実施例で説明するように、インピーダンス素子２
．の電流が反転して、ダイオードＤ、を介してコンデン
サＣ１を充電したり、スイッチング素子ＳＷ、のオン時
とは逆向きにインバータ１に電流を流したりすることが
できる。

このように、本発明では、整流器ＤＢからインピーダン
ス素子ｚ１を介してインバータ１の振動要素Ｚ２に直接
的に電流を流す経路を設けた。しタカッテ、ＤＣ−ＤＣ
変換、ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通らずに
、交流電源Ｖｓからインバータ１に一部の電流が流れる
ので、回路総合効率が高くなる。しかも、この電流は入
力電流であるので、入力力率を高く、入力電流高調波を
少なくすることができる。

［実施例１］第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例は
、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素子
ｚｌをインダクタＬ３とコンデンサＣ，の直列回路とし
、インバ〜りの振動要素ｚ２としてインダクタＬ２を用
いている。また、インバータとして直列インバータを用
いており、負荷を放電灯１ａとしている。

まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ、、Ｑ２とダイオードＤ、、Ｄ２、
インダクタＬ２、コンデンサＣ２、Ｃ３及び放電灯ｅａ
て構成されている。トランジスタＱ、。

Ｑ２が高速で交互にオン・オフし、コンデンサＣＩの直
流電圧を高周波に変換して、放電灯１ａを高周波点灯さ
せる。コンデンサＣ２は放電灯ｌａのフィラメントの予
熱電流通電経路を構成しており、また、インダクタＬ２
との共振用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は
直流成分カット用の結合コンデンサである。

本回路の特徴は、インバータの振動要素であるインダク
タＬ２とスイッチング用のトランジスタＱ２の直列回路
を、インダクタし、とコンデンサＣ１の直列回路を介し
て全波整流器ＤＢの出力端に接続したことである。この
ため、トランジスタＱ２がオンすると、整流器ＤＢ、イ
ンダクタＬ３、コンデンサＣ１、インダクタＬ２、トラ
ンジスタＱ２の経路て入力電流が流れる６インダクタＬ
３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２は振動系を形成し
ており、いずれ電流の向きは反転する。反転した電流は
、コンデンサＣ１、イン′ダクタＬ３、ダイオードＤ３
、トランジスタＱ１、インダクタＬ２を通る第１の経路
、又は、コンデンサＣ４、インダクタＬ３、ダイオード
Ｄ０、コンデンサＣ３、コンデンサＣ５、放電灯１ａ、
コンデンサＣ１を通る第２の経路を流れ、コンデンサＣ
４の電荷を放出する。第１又は第２のいずれの経路を通
るかは、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタ
Ｌ２の共振周波数とスイッチング周波数によって決まる
。

以上の過程は交流電源Ｖｓの商用周期の全区間にわたっ
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることになる
。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフィ
ルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去した久
方電流波形は、入力電流の高調波成分の少ない正弦波に
近い波形とすることができる。

第３図は本実施例の動作波形図である。図中、Ｖｉｎは
入力電圧、Ｉｉｎは入力電流で、Ｉｚは入力電流のうち
インダクタＬ３とコンデンサＣ４を通る成分、■ｏ、は
入力電流のうちダイオードＤ３を通る成分である。Ｉ　
ｉｎ’はフィルター回路を付加したときの入力波形であ
り、高周波成分が除去され、正弦波に近い波形となって
いる。入力電圧Ｖｉｎのピーク付近での入力電流Ｉ　ｉ
ｎ’の突部は、ダイオードＤ、を介して交流電源Ｖｓか
ら直接的に流れる電流であり、インダクタし３とコンデ
ンサＣ４を適切に設計すれば更に下げることがてきる。

本実施例では、インバータの振動要素であるインダクタ
Ｌ２は、入力力率改善回路とインバータ回路の両方から
共用されている。したがって、インダクタＬ２にはＤＣ
−ＤＣ変換、ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通
らず、整流器ＤＢからの電流の一部が直接的に流れるの
で、回路総合効率が高くなる。

［実施例２］第４図は本発明の他の実施例の回路図である。

本実施例は、第２図に示す回路において、インダクタＬ
２の代わりに、コンデンサＣ３を用いたものである。こ
れは、第１図に示す基本構成において、インピーダンス
素子ｚ１としてインダクタし３とコンデンサＣ４の直列
回路を用いて、インバータの振動要素ｚ２としてコンデ
ンサＣ１を用いたちのである。

第４図の回路において、コンデンサＣ１は、直流カット
用のコンデンサであるので、図中の矢印ＶＣ３の向きに
、平滑コンデンサＣ１の直流電圧の約半分の電圧を持っ
ている。このため、インダクタＬ３とコンデンサＣ２を
介する入力電流が流れやすい。また、コンデンサＣ３は
容量が太き目に設定されており、インダクタＬ３とコン
デンサＣ１の振動には殆ど影響しない。他の動作は第２
図と殆ど同じで回路効率が良くなり、入力力率が高く、
入力電流高調波が抑えられるという効果も同様である。

［実施例３］第５図は本発明のさらに他の実施例の回路図である０本
実施例は、第１図に示す基本構成において、インピーダ
ンス素子Ｚ、としてインダクタＬ３を用いて、インバー
タの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ２を用いたもので
ある。インダクタＬ３には振動作用は無いので、電流は
反転することがない。したがって、ダイオードＤ、は省
いても良く、図中では点線で示している。また、本回路
は非常に構成が簡単化されており、小型の回路となる。

効果については上記各実施例と同様である。

［実施例４〜１１］上記の各実施例では、インバータの振動要素Ｚ２は１つ
の素子だけであったが、第６図乃至第８図に示すように
、２つの素子であっても良い、これらの実施例では、イ
ンバータの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ２とインダ
クタＬ２の直列回路を用いている。また、インピーダン
ス素子Ｚ１としては、第６図の、回路ではコンデンサＣ
４を、第７図の回路ではインダクタＬ３を、第８図の回
路ではインダクタし、とコンデンサＣ４の直列回路を、
それぞれ用いている。効果については上記各実施例と同
様である。

第９図乃至第１１図は本発明のさらに他の実施例の回路
図であり、インバータとして一万代インハータを用いた
例である。これらの回路において、トランジスタＱ１と
ダイオードＤ１、インダクタＬ　２　。

Ｌ４、コンデンサＣ２、Ｃｓ及び放電灯１ａは、一方式
インバータを形成している。このインバータでは、コン
デンサＣ５とインダクタし、及びＬ２の共振作用により
放電灯１ａに高周波電力が供給される。インピーダンス
素子Ｚ１としては、第９図の回路てはコンデンサＣ１を
、第１０図及び第１１図の回路ではインダクタし、とコ
ンデンサＣ４の直列回路を、それぞれ用いている。なお
、第１１図におけるコンデンサＣ１は放電灯１ａの直流
カット用コンデンサで、これにより放電灯Ｉ！ａへの直
流成分がカットされる。

これらの回路では、インバータの方式は異なる、が、整
流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ３、インバータの振動
要素Ｚ２、スイッチング素子の経路が形成されており、
インバータの一部に直接的に入力端子が流れ、回路効率
が高くなるといら効果は同様に達成される。

第１２図及び第１３図は本発明の別の実施例の回路図で
ある。上述の各実施例（第２図〜第８図）では、インバ
ータの負荷回路（インダクタＬ２とコンデンサＣ２，Ｃ
、及び放電灯＆ａ）が低電位側のトランジスタＱ２の両
端に接続されていたが、第１２図及び第１３図の回路例
のように、高電位側のトランジスタＱ１の両端に接続し
ても良い。効果については上記各実施例と同様である。

［発明の効果］本発明のインバータ装置では、整流器からインピーダン
ス素子、インバータの振動要素、スイッチング素子を介
して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率が
高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果があ
る。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部に
整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程が
少なくなることにより、回路総合効率も高くなるという
効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力電
流を流すインピーダンス素子の一部をインバータの振動
要素て兼用したのて、回路構成を簡単化でき、インバー
タ装置を小型化できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第
４図乃至第１３図は本発明のそれぞれ別の実施例の回路
図、第１４図は従来例の回路図、第１５図は他の従来例
の回路図である。Ｖｓは交流電源、ＤＢは整流器、Ｃ１は平滑コンデンサ
、ｚｌはインピーダンス素子、Ｚ２はインバータの振動
要素、ＳＷｌはスイッチング素子、１はインバータであ
る。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平
滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの電圧を
高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置におい
て、整流器の出力からインピーダンス素子と、インバー
タの振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源か
ら入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とす
るインバータ装置。