JPH04183005A - 高周波発振回路 - Google Patents
高周波発振回路Info
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- JPH04183005A JPH04183005A JP2311060A JP31106090A JPH04183005A JP H04183005 A JPH04183005 A JP H04183005A JP 2311060 A JP2311060 A JP 2311060A JP 31106090 A JP31106090 A JP 31106090A JP H04183005 A JPH04183005 A JP H04183005A
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Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野〕
本発明は衛星通信システムの受信回路部等に使用される
高周波発振回路に関するものである。
高周波発振回路に関するものである。
従来、この種の高周波発振回路としては、例えば、下記
の文献 ”１９８９１ＥＥＥ ＭＴＴ−８Ｄｉｇｅｓビの１０３
３〜１０３６ページにおいて、ｒ ＣＡＤプログラムに
適した使いやすいＦＥＴ ＤＩ？Ｏの設計手順（ＡＮＥ
ＡＳＹ−ＴＯ−ＵＳＥ ＰＥＴ ＤＲＯＤＥＳＩＧＮ
Ｐｌ？０ＣＥＤＵＲＥ ５ＵＩＴＥＤＴＯＭＯ３Ｔ Ｃ
ＡＤ ＰＲＯＧＲＡＭＳ） Ｊという題目の論文に記載
されたものがある。この高周波発振回路の構成は第８図
に示されている。
の文献 ”１９８９１ＥＥＥ ＭＴＴ−８Ｄｉｇｅｓビの１０３
３〜１０３６ページにおいて、ｒ ＣＡＤプログラムに
適した使いやすいＦＥＴ ＤＩ？Ｏの設計手順（ＡＮＥ
ＡＳＹ−ＴＯ−ＵＳＥ ＰＥＴ ＤＲＯＤＥＳＩＧＮ
Ｐｌ？０ＣＥＤＵＲＥ ５ＵＩＴＥＤＴＯＭＯ３Ｔ Ｃ
ＡＤ ＰＲＯＧＲＡＭＳ） Ｊという題目の論文に記載
されたものがある。この高周波発振回路の構成は第８図
に示されている。
同図に示されるＤＲＯ（誘電体共振器を使用した発振器
； ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｏｓ
ｃｊｌａｔｏｒ）には、増幅素子としてＭＥＳＦＥＴ
（ショットキバリア形電界効果トランジスタ）Ｑｌが用
いられている。
； ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｏｓ
ｃｊｌａｔｏｒ）には、増幅素子としてＭＥＳＦＥＴ
（ショットキバリア形電界効果トランジスタ）Ｑｌが用
いられている。
ＦＥＴＱＩのドレイン側にはマイクロストリップ線路１
〜４を介して電圧Ｖｄが印加されており、ソース側には
マイクロストリップ線路５〜８を介して電圧Ｖｓが印加
されている。ゲート側のマイクロストリップ線路９，１
０には誘電体共振器か電磁界的に結合しており、この結
合回路は、Ｌ。
〜４を介して電圧Ｖｄが印加されており、ソース側には
マイクロストリップ線路５〜８を介して電圧Ｖｓが印加
されている。ゲート側のマイクロストリップ線路９，１
０には誘電体共振器か電磁界的に結合しており、この結
合回路は、Ｌ。
Ｃ，Ｒの並列回路として表現される。一方、ＭＥＳＦＥ
ＴＱＩのドレインに現れる高周波信号は、マイクロスト
リップ線路１１〜１４を経て出力される。ここで、線路
１３および線路１４はコンデンサを構成しており、線路
１４には負荷抵抗Ｒ０が接続されている。
ＴＱＩのドレインに現れる高周波信号は、マイクロスト
リップ線路１１〜１４を経て出力される。ここで、線路
１３および線路１４はコンデンサを構成しており、線路
１４には負荷抵抗Ｒ０が接続されている。
従来の高周波発振回路における信号出力回路は、上記の
ようにマイクロストリップ線路１１〜１４を構成要素と
している。このため、これら線路１１〜１４が半導体基
板上に物理的に占める面積は大きくなり、結果的に発振
回路全体のサイズが大形化していた。また、上記従来構
成の信号出力回路は、インピーダンス・マツチングをと
る機能しかなく、例えば、特定信号周波数成分の信号伝
達を阻止するフィルタ機能などをもたせることは出来な
かった。
ようにマイクロストリップ線路１１〜１４を構成要素と
している。このため、これら線路１１〜１４が半導体基
板上に物理的に占める面積は大きくなり、結果的に発振
回路全体のサイズが大形化していた。また、上記従来構
成の信号出力回路は、インピーダンス・マツチングをと
る機能しかなく、例えば、特定信号周波数成分の信号伝
達を阻止するフィルタ機能などをもたせることは出来な
かった。
本発明はこのような課題を解消するためになされたもの
で、信号出力回路は、信号生成回路から出力された高周
波信号が一端に与えられるコンデンサと、一端かこのコ
ンデンサの他端に接続され他端が基準電位に設定された
マイクロストリ・ツブ線路とを備えて構成され、コンデ
ンサの容量値およびマイクロストリップ線路の形状は、
信号出力回路の入力端から負荷側を見たインピーダンス
か所定の負荷インピーダンスになる容量値および形状に
設定されているものである。
で、信号出力回路は、信号生成回路から出力された高周
波信号が一端に与えられるコンデンサと、一端かこのコ
ンデンサの他端に接続され他端が基準電位に設定された
マイクロストリ・ツブ線路とを備えて構成され、コンデ
ンサの容量値およびマイクロストリップ線路の形状は、
信号出力回路の入力端から負荷側を見たインピーダンス
か所定の負荷インピーダンスになる容量値および形状に
設定されているものである。
信号出力回路はコンデンサとこのコンデンサに接続され
たマイクロストリップ線路とから構成され、信号出力回
路を構成する構成素子数は減少する。また、コンデンサ
の容量値およびマイクロストリップ線路の形状を所定の
容量値および所定の形状に設定することにより、信号出
力回路の８２□パラメータの値は所定周波数で減少する
。
たマイクロストリップ線路とから構成され、信号出力回
路を構成する構成素子数は減少する。また、コンデンサ
の容量値およびマイクロストリップ線路の形状を所定の
容量値および所定の形状に設定することにより、信号出
力回路の８２□パラメータの値は所定周波数で減少する
。
次に、本発明の一実施例による高周波発振回路をＢＳ（
衛星放送）コンバータに適用した場合について説明する
。本実施例による高周波発振回路は発振周波数ｆＬＯが
１０．７ＧＨｚであり、厚さ１００μｍのＧａＡｓ （
ガリウム砒素）半導体基板上に形成されている。また、
回路構成は、第８図に示される従来の発振回路構成に比
較して信号出力回路の構成のみが異なっている。このた
め、本実施例による高周波発振回路については、この信
号出力回路についてのみ説明することにする。
衛星放送）コンバータに適用した場合について説明する
。本実施例による高周波発振回路は発振周波数ｆＬＯが
１０．７ＧＨｚであり、厚さ１００μｍのＧａＡｓ （
ガリウム砒素）半導体基板上に形成されている。また、
回路構成は、第８図に示される従来の発振回路構成に比
較して信号出力回路の構成のみが異なっている。このた
め、本実施例による高周波発振回路については、この信
号出力回路についてのみ説明することにする。
ｍ１図はＧａＡｓ半導体基板上にパターン形成された本
実施例による信号出力回路の等価回路を示している。
実施例による信号出力回路の等価回路を示している。
信号出力回路は、コンデンサ２１およびマイクロストリ
ップ線路２２．２３によって表現される。
ップ線路２２．２３によって表現される。
コンデンサ２１の一端は端子２４に接続されており、こ
の端子２４はＭＥＳＦＥＴＱＩ （第８図参照）のドレ
インに接続されている。このドレインに現れた高周波信
号は端子２４を介してコンデンサ２１の一端に与えられ
る。コンデンサ２１の他端には、一端が接地電位に設定
されたマイクロストリップ線路２２の他端が接続されて
おり、これらコンデンサ２１および線路２２の接続点は
マイクロストリップ線路２３を介して信号出力回路の外
部端子２５に接続されている。この外部端子２５には５
０Ωの負荷２６か接続される。
の端子２４はＭＥＳＦＥＴＱＩ （第８図参照）のドレ
インに接続されている。このドレインに現れた高周波信
号は端子２４を介してコンデンサ２１の一端に与えられ
る。コンデンサ２１の他端には、一端が接地電位に設定
されたマイクロストリップ線路２２の他端が接続されて
おり、これらコンデンサ２１および線路２２の接続点は
マイクロストリップ線路２３を介して信号出力回路の外
部端子２５に接続されている。この外部端子２５には５
０Ωの負荷２６か接続される。
なお、マイクロストリップ線路２３は、コンデンサ２１
と線路２２との接続点を回路外部に引き出す配線であり
、積極的に信号出力回路の要素を構成する素子ではない
。この配線の特性インピーダンスを負荷インピーダンス
に等しい５０Ωに設定することにより、線路２３を等価
回路の構成要素とする必要はなくなる。このため、以下
の回路設計においては、等価回路から線路２３が省略さ
れたものとして説明を行う。
と線路２２との接続点を回路外部に引き出す配線であり
、積極的に信号出力回路の要素を構成する素子ではない
。この配線の特性インピーダンスを負荷インピーダンス
に等しい５０Ωに設定することにより、線路２３を等価
回路の構成要素とする必要はなくなる。このため、以下
の回路設計においては、等価回路から線路２３が省略さ
れたものとして説明を行う。
コンデンサ２１の容量値およびマイクロストリップ線路
２２の形状は、信号出力回路の入力端である端子２４か
ら負荷側を見たインピーダンスＺが所定の負荷インピー
ダンス、つまり、５０Ωになるように回路設計される。
２２の形状は、信号出力回路の入力端である端子２４か
ら負荷側を見たインピーダンスＺが所定の負荷インピー
ダンス、つまり、５０Ωになるように回路設計される。
ここて、端子２４から信号生成回路側を見たインピーダ
ンスｚ ｏｕｔは、信号生成回路の所定の発振条件を満
たす一１５０Ωとする。具体的なコンデンサ２１の容量
値およびマイクロストリップ線路２２の形状は、信号出
力回路に持たせる機能によって例えば次の２通りに設計
することかできる。なお、この設計条件の決定は、コン
デンサ２１の容量値および線路２２の形状を種々のもの
に仮定し、電子計算機を使用して各仮定におけるＳパラ
メータの周波数特性等を計算することによって行われる
。
ンスｚ ｏｕｔは、信号生成回路の所定の発振条件を満
たす一１５０Ωとする。具体的なコンデンサ２１の容量
値およびマイクロストリップ線路２２の形状は、信号出
力回路に持たせる機能によって例えば次の２通りに設計
することかできる。なお、この設計条件の決定は、コン
デンサ２１の容量値および線路２２の形状を種々のもの
に仮定し、電子計算機を使用して各仮定におけるＳパラ
メータの周波数特性等を計算することによって行われる
。
ます、第１に、信号出力回路にインピーダンス・マツチ
ング機能とフィルタ機能とを持たせるため、コンデンサ
２１の容量値Ｃを１． ２ｐＦ、マイクロストリップ線
路２２の線路幅Ｗｌを１０μｍ、線路長Ω１を２５２０
μｍに設定する。この設計条件を以下設計条件１と呼ぶ
。第２に、信号出力回路にインピーダンス機能だけを持
たせ、回路サイズを特に小さくするため、コンデンサ２
１の容量値Ｃを０．９ｐＦ、マイクロストリップ線路２
２の線路幅Ｗｌを１０μｍ、線路長ｇ１を８７０μｍに
設定する。この設計条件を以下設計条件２と呼ぶ。
ング機能とフィルタ機能とを持たせるため、コンデンサ
２１の容量値Ｃを１． ２ｐＦ、マイクロストリップ線
路２２の線路幅Ｗｌを１０μｍ、線路長Ω１を２５２０
μｍに設定する。この設計条件を以下設計条件１と呼ぶ
。第２に、信号出力回路にインピーダンス機能だけを持
たせ、回路サイズを特に小さくするため、コンデンサ２
１の容量値Ｃを０．９ｐＦ、マイクロストリップ線路２
２の線路幅Ｗｌを１０μｍ、線路長ｇ１を８７０μｍに
設定する。この設計条件を以下設計条件２と呼ぶ。
このような構成の信号出力回路を四端子回路と見た場合
における各Ｓパラメータの周波数特性は、以下のように
なる。まず、設計条件１におけるＳ パラメータおよび
Ｓ１１パラメータの周波数時性は第２図に示される。こ
こで、Ｓ２□パラメータは、信号出力回路の外部端子２
５側においてインピーダンスを整合させたときの順方向
伝送係数、つまり信号通過特性を表している。Ｓ１１パ
ラメータは、外部端子２５側においてインピーダンスを
整合させたとき、入力端子２４における進行波と反射波
の様子を示す反射係数を表Ｃでいる。
における各Ｓパラメータの周波数特性は、以下のように
なる。まず、設計条件１におけるＳ パラメータおよび
Ｓ１１パラメータの周波数時性は第２図に示される。こ
こで、Ｓ２□パラメータは、信号出力回路の外部端子２
５側においてインピーダンスを整合させたときの順方向
伝送係数、つまり信号通過特性を表している。Ｓ１１パ
ラメータは、外部端子２５側においてインピーダンスを
整合させたとき、入力端子２４における進行波と反射波
の様子を示す反射係数を表Ｃでいる。
同図の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は減衰量［ｄＢ］
を表してる。Ｓ２１パラメータの周波数特性は曲線３１
、Ｓｌ、パラメータの周波数特性は曲線３２によって示
されており、図中の記号で示される特性曲線３１上の点
は回路設計において目標とされている設計点を表してい
る。同図から理解されるように、曲線３１においては、
発振周波数ｆ、、ｏ（−１０，７ＧＨｚ）の２倍の周波
数２ｆＬｏ（−２１，４ＧＨｚ）で信号が大きく減衰し
ている。このことは、信号出力回路が発振周波数の２倍
波の信号成分の伝播を阻止していることを意味している
。すなわち、信号出力回路はフィルタとして機能してい
ることになる。この現象はＳ１１パラメータの特性にも
現れている。つまり、曲線３２から理解されるように、
周波数ｆＬＯ付近ではＳ１１パラメータは小さく、端子
２４での進行波の反射は少ない。しかし、２倍波の２
ｆ ＬＯ付近ではＳ１□パラメータは大きくなり、入力
端子２４ての進行波の反射が増加している。
を表してる。Ｓ２１パラメータの周波数特性は曲線３１
、Ｓｌ、パラメータの周波数特性は曲線３２によって示
されており、図中の記号で示される特性曲線３１上の点
は回路設計において目標とされている設計点を表してい
る。同図から理解されるように、曲線３１においては、
発振周波数ｆ、、ｏ（−１０，７ＧＨｚ）の２倍の周波
数２ｆＬｏ（−２１，４ＧＨｚ）で信号が大きく減衰し
ている。このことは、信号出力回路が発振周波数の２倍
波の信号成分の伝播を阻止していることを意味している
。すなわち、信号出力回路はフィルタとして機能してい
ることになる。この現象はＳ１１パラメータの特性にも
現れている。つまり、曲線３２から理解されるように、
周波数ｆＬＯ付近ではＳ１１パラメータは小さく、端子
２４での進行波の反射は少ない。しかし、２倍波の２
ｆ ＬＯ付近ではＳ１□パラメータは大きくなり、入力
端子２４ての進行波の反射が増加している。
また、Ｓ１１パラメータのスミスチャート上における５
〜２５ＧＨｚの周波数変化は第３図に示される。同図に
おいても、図中の記号で示される特性曲線上の点は、回
路設計において目標とされている設計点を表している。
〜２５ＧＨｚの周波数変化は第３図に示される。同図に
おいても、図中の記号で示される特性曲線上の点は、回
路設計において目標とされている設計点を表している。
同図から理解されるように、周波数か２倍波の２ ｆ
ｔ、ｏ付近で周波数特性を表す円弧はスミスチャートの
最外周円に接近し、Ｓ１１パラメータの絶対値が大きく
なっていることが理解される。
ｔ、ｏ付近で周波数特性を表す円弧はスミスチャートの
最外周円に接近し、Ｓ１１パラメータの絶対値が大きく
なっていることが理解される。
また、信号出力回路の外部端子２５に負荷２６を接続し
た場合における入力端子２４から負荷側を見たインピー
ダンスＺの周波数特性は第４図に示される。同図の横軸
は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は抵抗値［Ω］を表しており
、曲線３３はインピーダンスＺの実数部、曲線３４は虚
数部の周波数特性を示している。同図においても、図中
の記号で示される特性曲線３３．３４上の点は、回路設
計において目標とされている設計点を表している。周波
数か１５ＧＨｚ以下では実数部は約５０Ω、虚数部は０
になっており、インピーダンスＺは５０Ωの純抵抗と見
なされる。従って、入力端子２４から負荷側を見たイン
ピーダンスＺは発振周波数１０．７ＧＨｚにおいて５０
Ωになっていることが同図から確認される。
た場合における入力端子２４から負荷側を見たインピー
ダンスＺの周波数特性は第４図に示される。同図の横軸
は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は抵抗値［Ω］を表しており
、曲線３３はインピーダンスＺの実数部、曲線３４は虚
数部の周波数特性を示している。同図においても、図中
の記号で示される特性曲線３３．３４上の点は、回路設
計において目標とされている設計点を表している。周波
数か１５ＧＨｚ以下では実数部は約５０Ω、虚数部は０
になっており、インピーダンスＺは５０Ωの純抵抗と見
なされる。従って、入力端子２４から負荷側を見たイン
ピーダンスＺは発振周波数１０．７ＧＨｚにおいて５０
Ωになっていることが同図から確認される。
一方、設計条件２における信号出力回路の８２１パラメ
ータおよびＳ１１パラメータの周波数特性は第５図、Ｓ
１１パラメータのスミスチャート上における周波数特性
は第６図、インピーダンスＺの周波数特性は第７図に示
される。第５図〜第７図に示される各グラフは第２図〜
第４図に示される各グラフに対応しており、各図の横軸
および縦軸の意味は既述のグラフと同様であってその説
明は省略する。
ータおよびＳ１１パラメータの周波数特性は第５図、Ｓ
１１パラメータのスミスチャート上における周波数特性
は第６図、インピーダンスＺの周波数特性は第７図に示
される。第５図〜第７図に示される各グラフは第２図〜
第４図に示される各グラフに対応しており、各図の横軸
および縦軸の意味は既述のグラフと同様であってその説
明は省略する。
第５図において、Ｓ２１パラメータの周波数特性は曲線
４１、Ｓ１１パラメータの周波数特性は曲線４２によっ
て示されている。曲線４１から理解されるように、Ｓ２
１パラメータは周波数変化にかかわらずほぼ一定の値に
なっている。これに対して曲線４２から理解されるよう
に、Ｓ１１パラメータは周波数が増加すると小さくなっ
ている。また、第６図から、Ｓｌ、パラメータは信号周
波数が５〜２５ＧＨｚへと増加するにつれてスミスチャ
ートの中心部に近付き、その絶対値が小さくなっている
ことが理解される。これらのことから、設計条件２にお
ける信号出力回路ではフィルタ機能が備えられていない
ことが理解される。つまり、設計条件１における信号出
力回路と異なり、入力端子２４における信号の反射量は
２倍波付近で減少しており、２倍波の信号成分伝達が阻
止されていない。
４１、Ｓ１１パラメータの周波数特性は曲線４２によっ
て示されている。曲線４１から理解されるように、Ｓ２
１パラメータは周波数変化にかかわらずほぼ一定の値に
なっている。これに対して曲線４２から理解されるよう
に、Ｓ１１パラメータは周波数が増加すると小さくなっ
ている。また、第６図から、Ｓｌ、パラメータは信号周
波数が５〜２５ＧＨｚへと増加するにつれてスミスチャ
ートの中心部に近付き、その絶対値が小さくなっている
ことが理解される。これらのことから、設計条件２にお
ける信号出力回路ではフィルタ機能が備えられていない
ことが理解される。つまり、設計条件１における信号出
力回路と異なり、入力端子２４における信号の反射量は
２倍波付近で減少しており、２倍波の信号成分伝達が阻
止されていない。
第７図におけるインピーダンスＺの実部の周波数特性は
曲線４３、虚部の周波数特性は同図の曲線４４に示され
ている。図示の印に示される設計点において、インピー
ダンスＺはほぼ５０Ωに設定されていることが理解され
る。
曲線４３、虚部の周波数特性は同図の曲線４４に示され
ている。図示の印に示される設計点において、インピー
ダンスＺはほぼ５０Ωに設定されていることが理解され
る。
上記のような周波数特性を備えた各信号出力回路の半導
体基板上でのパターン面積は、次のようになる。まず、
各設計条件１，２によるコンデンサ２１の半導体基板上
における物理的大きさは、次のようになる。コンデンサ
２１をＭＩＭキャパシタで形成することにすると、設計
条件１による容量値が１．２ｐＦのコンデンサ２１は、
基板上においてその面積が６４Ｘ８４μｍ２になる。ま
た、設計条件２による容量値が０．９ｐＦのコンデンサ
２１は、基板上においてその面積か６４×６４μｍ２に
なる。マイクロストリップ線路２２の大きさは、前述し
たように、設計条件１の場合は１０Ｘ２５２０μｍ １
設計条件２の場合はユ０Ｘ８７０μｍ２である。
体基板上でのパターン面積は、次のようになる。まず、
各設計条件１，２によるコンデンサ２１の半導体基板上
における物理的大きさは、次のようになる。コンデンサ
２１をＭＩＭキャパシタで形成することにすると、設計
条件１による容量値が１．２ｐＦのコンデンサ２１は、
基板上においてその面積が６４Ｘ８４μｍ２になる。ま
た、設計条件２による容量値が０．９ｐＦのコンデンサ
２１は、基板上においてその面積か６４×６４μｍ２に
なる。マイクロストリップ線路２２の大きさは、前述し
たように、設計条件１の場合は１０Ｘ２５２０μｍ １
設計条件２の場合はユ０Ｘ８７０μｍ２である。
従って、設計条件１による信号出力回路のパターン面積
は３０，５７６ （−６４ｘ８４＋１０Ｘ２５２０）μ
ｍ２、設計条件２による信号出力回路のパターン面積は
１２，７９６ （−６４Ｘ６４＋１０ｘ８７０）μｍ２
になる。このように、設計条件２による信号出力回路は
、設計条件１による信号出力回路に比較し、フィルタ機
能を備えていない分だけ回路サイズが小さくなっている
。
は３０，５７６ （−６４ｘ８４＋１０Ｘ２５２０）μ
ｍ２、設計条件２による信号出力回路のパターン面積は
１２，７９６ （−６４Ｘ６４＋１０ｘ８７０）μｍ２
になる。このように、設計条件２による信号出力回路は
、設計条件１による信号出力回路に比較し、フィルタ機
能を備えていない分だけ回路サイズが小さくなっている
。
しかし、設計条件１および設計条件２による信号出力回
路共に、第８図に示される従来の信号出力回路に比較し
、回路サイズは十分に小形化されでいる。つまり、従来
の信号出力回路を構成する各マイクロストリップ線路１
１〜１４のパターン面積は次のようになっている。線路
１１の面積は３Ｘ２５７３μｍ２ （線路幅Ｗ −３μ
ｍ 、線路長Ｌ−２５７３μｍ） 、線路１２の面積は
１００×１０１８μｍ２ （線路幅Ｗ−１００μｍ、線
路長Ｌ−１０１８μｍ）、および線路１３．１４の各面
積は３Ｘ２０９６μｍ２ （各線路幅Ｗ−３μｍ。
路共に、第８図に示される従来の信号出力回路に比較し
、回路サイズは十分に小形化されでいる。つまり、従来
の信号出力回路を構成する各マイクロストリップ線路１
１〜１４のパターン面積は次のようになっている。線路
１１の面積は３Ｘ２５７３μｍ２ （線路幅Ｗ −３μ
ｍ 、線路長Ｌ−２５７３μｍ） 、線路１２の面積は
１００×１０１８μｍ２ （線路幅Ｗ−１００μｍ、線
路長Ｌ−１０１８μｍ）、および線路１３．１４の各面
積は３Ｘ２０９６μｍ２ （各線路幅Ｗ−３μｍ。
各線路長Ｌ−２０９６μｍ）である。
従って、従来の信号出力回路のパターン面積は１２２．
０９５μｍ２になる。この面積値は上述した本実施例に
よる設計条件１によるパターン面積値３０，５７６μｍ
２、設計条件２によるパターン面積値１２，７９６μｍ
２のいずれと比べても著しく大きい。すなわち、本実施
例による信号出力回路の回路サイズは十分に小形化され
ていることが理解される。
０９５μｍ２になる。この面積値は上述した本実施例に
よる設計条件１によるパターン面積値３０，５７６μｍ
２、設計条件２によるパターン面積値１２，７９６μｍ
２のいずれと比べても著しく大きい。すなわち、本実施
例による信号出力回路の回路サイズは十分に小形化され
ていることが理解される。
以上説明したように本発明によれば、信号出力回路はコ
ンデンサとこのコンデンサに接続されたマイクロストリ
ップ線路とから構成され、信号出力回路を構成する構成
素子数は減少する。このため、高周波発振回路の回路サ
イズは小形化される。
ンデンサとこのコンデンサに接続されたマイクロストリ
ップ線路とから構成され、信号出力回路を構成する構成
素子数は減少する。このため、高周波発振回路の回路サ
イズは小形化される。
また、コンデンサの容量値およびマイクロストリップ線
路の形状を所定の容量値および所定の形状に設定するこ
とにより、信号出力回路の８２、パラメータの値は所定
周波数で減少する。このため、従来、インピーダンス・
マツチングをとる機能しかなかった信号出力回路に、フ
ィルタ機能をもたせることか可能になる。
路の形状を所定の容量値および所定の形状に設定するこ
とにより、信号出力回路の８２、パラメータの値は所定
周波数で減少する。このため、従来、インピーダンス・
マツチングをとる機能しかなかった信号出力回路に、フ
ィルタ機能をもたせることか可能になる。
第１図は本発明の一実施例による高周波発振回路が半導
体基板上にパターン形成された場合における信号出力回
路部の等価回路図、第２図は信号出力回路の各素子を設
計条件１に設定した場合におけるＳ パラメータおよび
Ｓ１１パラメータの周波数特性を示すグラフ、第３図は
信号出力回路の各素子を設計条件１に設定した場合にお
けるＳｌ、パラメータのスミスチャート上における周波
数特性を示すグラフ、第４図は信号出力回路の各素子を
設計条件１に設定した場合における入力端子から負荷側
を見たインピーダンスＺの周波数特性を示すグラフ、第
５図は信号出力回路の各素子を設計条件２に設定した場
合におけるＳ２１パラメータおよびＳｌ、パラメータの
周波数特性を示すグラフ、第６図は信号出力回路の各素
子を設計条件２に設定した場合におけるＳ１１パラメー
タのスミスチャート上における周波数特性を示すグラフ
、第７図は信号出力回路の各素子を設計条件２に設定し
た場合における入力端子から負荷側を見たインピーダン
スＺの周波数特性を示すグラフ、第８図は従来の高周波
発振回路が半導体基板上にパターン形成された場合にお
ける高周波発振回路の等価回路図である。 ２１・・・コンデンサ、２２．２３・・マイクロストリ
ップ線路、２４・・・入力端子、２５・・・外部端子、
２６・・負荷。 代理人弁理士 長谷用 芳 樹間
塩 １） 辰 也Ｆ ［ＧＨｚ］ Ｓ２１．Ｓｔ ＋パラメータ特性（条件１）第２図 ス３ 第４図 スミス図上のＳｕ特柚（粂牛１） 第３図 ５２１．５１１パラメータ特小生（条件２）第５図 ４ス インピーダンスｚＩ７）特Ｊ注（条件２）漉７図 スミス図上のＳｕ特性（灸イｒ！Ｆ２）第６図
体基板上にパターン形成された場合における信号出力回
路部の等価回路図、第２図は信号出力回路の各素子を設
計条件１に設定した場合におけるＳ パラメータおよび
Ｓ１１パラメータの周波数特性を示すグラフ、第３図は
信号出力回路の各素子を設計条件１に設定した場合にお
けるＳｌ、パラメータのスミスチャート上における周波
数特性を示すグラフ、第４図は信号出力回路の各素子を
設計条件１に設定した場合における入力端子から負荷側
を見たインピーダンスＺの周波数特性を示すグラフ、第
５図は信号出力回路の各素子を設計条件２に設定した場
合におけるＳ２１パラメータおよびＳｌ、パラメータの
周波数特性を示すグラフ、第６図は信号出力回路の各素
子を設計条件２に設定した場合におけるＳ１１パラメー
タのスミスチャート上における周波数特性を示すグラフ
、第７図は信号出力回路の各素子を設計条件２に設定し
た場合における入力端子から負荷側を見たインピーダン
スＺの周波数特性を示すグラフ、第８図は従来の高周波
発振回路が半導体基板上にパターン形成された場合にお
ける高周波発振回路の等価回路図である。 ２１・・・コンデンサ、２２．２３・・マイクロストリ
ップ線路、２４・・・入力端子、２５・・・外部端子、
２６・・負荷。 代理人弁理士 長谷用 芳 樹間
塩 １） 辰 也Ｆ ［ＧＨｚ］ Ｓ２１．Ｓｔ ＋パラメータ特性（条件１）第２図 ス３ 第４図 スミス図上のＳｕ特柚（粂牛１） 第３図 ５２１．５１１パラメータ特小生（条件２）第５図 ４ス インピーダンスｚＩ７）特Ｊ注（条件２）漉７図 スミス図上のＳｕ特性（灸イｒ！Ｆ２）第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 高周波信号を生成する信号生成回路と、生成された高周
波信号を出力する信号出力回路とを備えて構成される高
周波発振回路において、 前記信号出力回路は、前記信号生成回路から出力された
高周波信号が一端に与えられるコンデンサと、一端がこ
のコンデンサの他端に接続され他端が基準電位に設定さ
れたマイクロストリップ線路とを備えて構成され、 前記コンデンサの容量値および前記マイクロストリップ
線路の形状は、高周波信号が与えられる前記コンデンサ
の一端から負荷側を見たインピーダンスが所定の負荷イ
ンピーダンスになる容量値および形状に設定されている
ことを特徴とする高周波発振回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2311060A JPH04183005A (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 高周波発振回路 |
| US07/791,739 US5180996A (en) | 1990-11-16 | 1991-11-15 | High frequency oscillator having capacitor and microstrip line output filter |
| EP91119561A EP0486061A1 (en) | 1990-11-16 | 1991-11-15 | High-frequency oscillator |
| CA002055664A CA2055664C (en) | 1990-11-16 | 1991-11-15 | High-frequency oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2311060A JPH04183005A (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 高周波発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04183005A true JPH04183005A (ja) | 1992-06-30 |
Family
ID=18012634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2311060A Pending JPH04183005A (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | 高周波発振回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5180996A (ja) |
| EP (1) | EP0486061A1 (ja) |
| JP (1) | JPH04183005A (ja) |
| CA (1) | CA2055664C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6976752B2 (en) | 2003-10-28 | 2005-12-20 | Lexmark International, Inc. | Ink jet printer with resistance compensation circuit |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6569211B2 (en) * | 1991-11-19 | 2003-05-27 | Henkel Kommanditgesellschaft Auf Aktien | 5,6-dihydroxyindolines as additives for hair dyeing preparations |
| US5484997A (en) * | 1993-12-07 | 1996-01-16 | Haynes; George W. | Identification card with RF downlink capability |
| US6356143B2 (en) * | 1999-11-01 | 2002-03-12 | Intreon Corporation | Method and apparatus for filtering radio frequency signals |
| JP5573868B2 (ja) * | 2012-03-07 | 2014-08-20 | 株式会社村田製作所 | 等価回路作成方法、等価回路作成プログラム及び等価回路作成装置 |
| CN105229644B (zh) * | 2013-05-14 | 2018-08-17 | 株式会社村田制作所 | 电容器的仿真方法及电容器的非线性等效电路模型 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3681821D1 (de) * | 1985-05-21 | 1991-11-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Hyperfrequenzoszillator. |
-
1990
- 1990-11-16 JP JP2311060A patent/JPH04183005A/ja active Pending
-
1991
- 1991-11-15 EP EP91119561A patent/EP0486061A1/en not_active Withdrawn
- 1991-11-15 CA CA002055664A patent/CA2055664C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-11-15 US US07/791,739 patent/US5180996A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6976752B2 (en) | 2003-10-28 | 2005-12-20 | Lexmark International, Inc. | Ink jet printer with resistance compensation circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2055664A1 (en) | 1992-05-17 |
| US5180996A (en) | 1993-01-19 |
| CA2055664C (en) | 1995-09-05 |
| EP0486061A1 (en) | 1992-05-20 |
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