JPH04168971A

JPH04168971A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH04168971A
Application number: JP2294615A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Nakagawa; 慎一中川; Hidenobu Ito; 秀信伊藤
Original assignee: Fujitsu VLSI Ltd; Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu VLSI Ltd; Fujitsu Ltd
Priority date: 1990-10-31
Filing date: 1990-10-31
Publication date: 1992-06-17
Anticipated expiration: 2014-08-25
Also published as: CA2054543A1; US5245524A; JP2938958B2; CA2054543C

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［目次］概要産業上の利用分野従来の技術・・第８図、第９図発明が解決しようとする課題・・第１０図〜第１２図課題を解決するための手段第１の発明・・第１図第２の発明・・第２図作用実施例第１実施例・・第３図、第４図第２実施例・・第５図第３実施例・・第６図第４実施例・・第７図発明の効果［概要］チャージポンプ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ、より詳し
くは、直流電圧による第１のコンデンサの充電と、該第
１のコンデンサの放電による第２のコンデンサの充電と
を繰り返すことにより、前記第２のコンデンサの一端に
出力電圧を得るように構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ
に関し、出力電圧の立ち上がり時間を短くし、高速化を
図ることができるようにすると共に、前記直流電圧の変
動や負荷の影響を受けに＜＜シ、安定した出力電圧を得
ることができるようにすることを目的とし、前記出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記第１
のコンデンサの放電路を遮断する放電路遮断手段とを設
け、前記出力電圧検出手段により前記出力電圧を検出し
、前記出力電圧の絶対値が前記直流電圧の絶対値よりも
小さい所定の値を越えるときは、前記放電路遮断手段に
より前記第１のコンデンサの放電路を遮断するように構
成する。

［産業上の利用分野］本発明は、コンデンサの充放電を利用してなるチャージ
ポンプ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

ここに、チャージポンプ方式のＤＣ−ＤＣコンバータは
、例えば、コードレス電話などの携帯電子機器に利用さ
れているが、かかる携帯電子機器の高機能化、高精度化
に伴い、出力電圧の立ち上がり時間が短く、かつ、電圧
変動の小さい安定した電圧を供給し得るチャージポンプ
方式のＤＣ−ＤＣコンバータの開発が急がれている。

［従来の技術］従来、この種、チャージポンプ方式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして、第８図に、その回路図を示すようなものが
提案されている。

図中、１は電圧入力端子、２〜５はＭＯＳ）ランジスタ
等で構成されるスイッチ、６．７はコンデンサ、８は電
圧出力端子であって、このＤＣ−ＤＣコンバータは、第
９図Ａに示すように、電圧入力端子１に例えば電池９を
接続し、スイッチ２．３とスイッチ４．５とを交互にオ
ン（ＯＮ）　、オフ（ＯＦＦ＞させることによって電圧
出力端子８に所定の出力電圧Ｖｏを得ようとするもので
ある。

ここに、かかるＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第９
図Ｂに示すように、スイッチ２．３をオン状態、スイッ
チ４．５をオフ状態にすると、実線Ｘに示すような経路
に沿って電流が流れ、電池９からコンデンサ６に対する
充電が行われる。次に、第９図Ｃに示すように、スイッ
チ２．３をオフ状態、スイッチ４．５をオン状態にする
と、実線Ｙに示すような経路に沿って電流が流れ、コン
デンサ６の放電と、コンデンサ７に対する充電が行われ
る。かかる動作が繰り返されることによって、出力電圧
ＶＯは、０［Ｖ］から徐々に下降し、電池９の電圧ＶＢ
を反転させた電圧−ＶＢ　　［Ｖ］に安定する。第９図
りは、この場合の時間ｔと出力電圧ＶＯの絶対値ｌ　ｖ
　ｏ　ｌとの関係を示す図である。

［発明が解決しようとする課題］第１０図は、かかる第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバー
タを内蔵した携帯電子機器の要部を示す回路図であって
、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧出力端子８には所定の負
荷１０が接続され、また、電池９は、通常、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ以外の回路１１に電源として接続される。

ここに、電池９は、その内部抵抗が大きいので、ＤＣ−
ＤＣコンバータ以外の回路１１に流れる電流の変化によ
って、その電圧ＶＢを変化させてしまう。このため、出
力電圧■ｏとして、電池９の電圧ＶＢ　　［Ｖ］と絶対
値の等しい負の電圧−ＶＩＩ［Ｖ］を得るように構成さ
れている第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータは、これ
を携帯電子機器に内蔵する場合には、電池９の電圧ＶＢ
の変動により、その出力電圧Ｖｏが変動してしまうとい
う問題点を有していた。また、電池９は、長時間の使用
に伴う起電力の低下によって、その電圧ＶＢを低下させ
てしまうので、これによっても出力電圧■ｏが変動して
しまうという問題点があった。

また、第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１０
図に示すように、その電圧出力端子８に負荷１０を接続
すると、この負荷１０の影響により出力電圧ＶＯが大き
く変動してしまうという問題点も有していた。

第１１図は、かかる問題点を説明するための図であって
、出力電圧状態が定常的になっている場合の出力電圧Ｖ
Ｏを示している。即ち、第８図従来例のＤ’Ｃ−ＤＣコ
ンバータにおいては、スイッチ２．３がオフ状態、スイ
ッチ４．５がオン状態になると、コンデンサ６の放電に
よってコンデンサ７が充電され、仮にコンデンサ６．７
の容量が同一の場合、出力電圧Ｖｏは−ＶＢ’［Ｖ］に
下降する（ａ−ｂ）、その後、コンデンサ６．７の放電
により負荷１０に電流が供給され、この結果、出力電圧
ＶＯは、上昇する（ｂ→Ｃ）、その後、スイッチ２．３
がオン状態、スイッチ４．５がオフ状態になると、コン
デンサ７のみによる放電により負荷１０に電流が供給さ
れる。この結果、ｂ→Ｃの傾きの２倍の傾きをもって出
力電圧ＶＯは上昇する（　ｃ　−”　ｄ　）。このよう
に、第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
負荷１０に供給すべき出力電圧ｖｏが負荷１０の影響に
より大きく変動してしまうという問題点があった。

また、第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
高速化を図るためには、スイッチ２〜５を構成するＭＯ
Ｓ）ランジスタ等のオン抵抗を小さくする必要があるが
、オン抵抗を小さくするためには、かかるスイッチ２〜
５を構成するＭＯＳトランジスタ等の面積を大きくする
か、又は、コンデンサ６．７の容量を小さくする必要が
ある。

しかしながら、スイッチ２〜５を構成するＭＯＳトラン
ジスタ等の面積を大きくすることは、高密度化の妨げに
なるし、また、コンデンサ６．７の容量を小さくするこ
とは、ドライブ能力が低下し、安定が悪くなるという問
題点があった。

また、従来、第１２図に示すようなりＣ−ＤＣコンバー
タも提案されている。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ２．３とスイッ
チ４．５とを交互にオン、オフさせることによって電圧
出力端子８に出力電圧Ｖ。とじて２ＶＢを得ようとする
ものである。かかるＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、
第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータと同様な問題点を
有していた。

本発明は、かかる点に鑑み、出力電圧の立ち上がり時間
を短くし、高速化を図ることができるようにすると共に
、入力される直流電圧の変動や負荷の影響を受けに＜＜
シ、安定した出力電圧を得ることができるようにしたチ
ャージポンプ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。

［課題を解決するための手段］第１の　日（１゛第１図は、本発明中、第１の発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータの原理説明図であって、入力電圧を供給する電池
９及び負荷１０を共に示しており、また、この第１図に
おいて、第８図〜第１１図に対応する部分には同一符号
を付している。

この第１の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
圧ＶＢによるコンデンサ６の充電と、このコンデンサ６
の放電によるコンデンサ７の充電とを繰り返すことによ
り、コンデンサ７の一端に出力電圧ｖＯを得るように構
成されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧ＶＯ
を検出する出力電圧検出手段１２と、コンデンサ６の放
電路を遮断する放電路遮断手段１３とを設け、出力電圧
検出手段１２により出力電圧Ｖ。を検出し、出力電圧Ｖ
ｏの絶対値が直流電圧ＶＢの絶対値よりも小さい所定の
値ＶＣを越えるときは、放電路遮断手段１３によりコン
デンサ６の放電路を遮断するようにしたものである。

なお、第１図においては、便宜上、放電路遮断手段１３
を別個独立に設けた場合を記載しているが、スイッチ４
又は５を利用して放電路遮断手段を構成することもでき
、第１の発明は、この場合を含むものである。

また、第１図においては、便宜上、電圧入力端子１に正
の電圧ＶＢを供給し、圧力電圧Ｖ。とじて負の電圧−ｖ
ｃを得るようにした場合を記載しているが、この代わり
に、電池９の正負を逆にして電圧入力端子１に負の電圧
−ＶＢを供給し、出力電圧ＶＯとして正の電圧ＶＣを得
るように構成することもでき、第１の発明は、この場合
を含むものである。

２の　８（第２゛）第２図は、本発明中、第２の発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータの原理説明図であって、入力電圧を供給する電池
９及び負荷１０を共に示しており、また、この第２図に
おいて、第１図に対応する部分には同一符号を付してい
る。

この第２の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
圧ＶＢによるコンデンサ６の充電と、直流電圧ＶＢによ
るコンデンサ６のチャージポンピング及びコンデンサ６
の放電によるコンデンサ７の充電とを繰り返すことによ
り、コンデンサ７の一端に出力電圧ｖｏを得るように構
成されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧ＶＯ
を検出する出力電圧検出手段１２と、コンデンサ６の放
電路を遮断する放電路遮断手段１３とを設け、出力電圧
検出手段１２により出力電圧Ｖ。を検出し、出力電圧■
ｏの絶対値が前記直流電圧Ｖ１１１の絶対値の２倍より
も小さい所定の値２Ｖｄを越えるときは、放電路遮断手
段１３によりコンデンサ６の放電路を遮断するようにし
たものである。

なお、第２図においては、便宜上、放電路遮断手段１３
を別個独立に設けた場合を記載しているが、スイッチ４
又は５を利用して放電路遮断手段を構成することもでき
、第２の発明は、この場合を含むものである。

また、第２図においては、便宜上、電圧入力端子１に正
の電圧ＶＢを供給し、出力電圧Ｖ。とじて正の電圧２Ｖ
ｄを得るようにした場合を記載しているが、この代わり
に、電池９の正負を逆にして電圧入力端子１に負の電圧
−ＶＢを供給し、出力電圧Ｖｏとして負の電圧−２Ｖｄ
を得るように構成することもでき、第２の発明は、この
場合を含むものである。

［作用］第１の発明においては、出力電圧Ｖｏとして、■。又は
−■ｏを得ることができるが、ｖｃは、ＶＢと　１±Ｖ
ｃｌ＜　ｌ±ＶＢＩの関係にあることから、直流電圧±
ＶＢが１±Ｖ、ｌ−１±ｖｃ１＞ｏの範囲で変動しても
、これによっては、出力電圧ｖｏはなんら変動しない。

また、負荷１０に電流が流れる場合において、スイッチ
２．３がオン状態、スイッチ４．５がオフ状態にある期
間は、負荷１０に対する電流の供給はコンデンサ７のみ
によって行われるので、出力電圧ＶＯは負荷１０の影響
によって変動してしまうが、少なくとも、スイッチ２．
３がオフ状態、スイッチ４．５がオン状態にある期間は
、出力電圧ＶＯは負荷１０の影響を受けず一定値になる
。

また、第２の発明においては、出力電圧ＶＯとして２Ｖ
ｄ又は−２Ｖｄを得ることができるが、ココニ、２Ｖｄ
　ＬｋＶａ　）：、、ｌ　±２Ｖｄｌ＜　ｌ±２Ｖａｌ
の関係にあることから、直流電圧上■３が１±２ＶＢｌ
−１±２Ｖｄ１〉０の範囲で変動しても、これによって
は、出力電圧■０はなんら変動しない。

また、負荷１０に電流が流れる場合において、スイッチ
２．３がオン状態、スイッチ４．５がオフ状態にある期
間は、負荷１０に対する電流の供給はコンデンサ７のみ
によって行われるので、出力電圧ｖｏは負荷１０の影響
によって変動してしまうが、少なくとも、スイッチ２．
３がオフ状態、スイッチ４．５がオン状態にある期間は
、出力電圧Ｖ。は負荷１０の影響を受けず一定値になる
。

［実施例］以下、第３図〜第７図を参照して、本発明の各種実施例
につき説明する。

第１　　　　３゛　第４゛）（１）構成第３図は本発明の第１実施例（第１の発明の一実施例）
を示す回路図であって、電池９及び負荷１０を併せて記
載している。

図中、１４はｐＭＯＳトランジスタ（以下、２ＭＯ８と
いう）、１５〜１８はｎＭＯ３）ランジスタ（以下、ｎ
ＭＯ３という）であり、ｐＭＯ３１４及びｎＭＯ３１７
はそれぞれ第１図のスイッチ２及び３を構成し、ｎＭＯ
３１５及び１８はそれぞれスイッチ４及び５を構成し、
ｎＭＯ８１６は放電路遮断手段１３を構成している。

また、１９はクロックＣＬＫを出力するオシレータ、２
０はＤフリップフロップ、２１〜２３はインバータであ
って、これらオシレータ１９、Ｄフリップフロップ２０
、インバータ２１〜２３はｐＭＯｓ１４及びｎＭＯ８１
５，１７，１８のスイッチングを制御するものである。

また、２４はオペアンプ、２５．２６は抵抗、２７は定
電圧源であり、これらオペアンプ２４、抵抗２５．２６
、定電圧源２７で第１図に示す出力電圧検出手段１２が
構成されている。なお、抵抗２５．２６の抵抗値をそれ
ぞれＲ２５、Ｒ２６、定電圧源２７の電圧をＶ２７、出
力電圧ＶＯの目標値を−Ｖｃ（但し、Ｖｃ　＜ＶＢ）と
すると、これらの間にはＲ２５ＸＶ２７＝Ｒ２６ＸＶＣ
の関係式が成立するように構成されている。即ち、出力
電圧■。

が−Ｖｃより低くなると、オペアンプ２４の出力はロー
レベル“Ｌ”となってｎＭＯ３１６はオフ状態となり、
コンデンサ６の放電路は遮断されるように構成されてい
る。

（２）動作いま、電源をオンとして、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを動作させる場合を考える。なお、初期状態におい
ては、出力電圧ＶＯはＯ［Ｖ］になっており、この結果
、オペアンプ２４の出力はハイレベル“Ｈ”で、ｎＭＯ
３１６はオン状態になっている。

ここに、Ｄフリップフロップ２０のＱ出力及びＱ出力が
それぞれハイレベル“ＨＮ及びローレベル−“Ｌ”にあ
るとすると、第４図Ａに示すようにクロックＣＬＫがハ
イレベル゛′Ｈ″になると、Ｄフリップフロップ２０の
Ｑ出力及びＱ出力は、それぞれローレベル“Ｌ”及びハ
イレベル“Ｈ″となる。この結果、インバータ２１の出
力はハイレベル“Ｈ”、インバータ２２の出力はローレ
ベル“Ｌ”、インバータ２３の出力はローレベル“Ｌ”
となる。この結果、ｐＭＯ８１４及びｎＭＯ８１７がオ
ン状態、ｎＭＯ８１５及び１８がオフ状態となる。した
がって、この場合には、破線Ｚに示すように電流が流れ
、コンデンサ６に対する充電が行われる。

次に、第４図Ｂに示すように、クロックＣＬＫがローレ
ベル“ｌ　Ｌ　ｌ“になった後、再び、ハイレベル“Ｈ
″になると、Ｄフリップフロップ２０のＱ出力及びＱ出
力はそれぞれハイレベル“Ｈ”及びローレベル“Ｌ”と
なる、この結果、インバータ２１の出力はローレベル“
Ｈ″、インバータ２２の出力はハイレベル゛Ｈ”、イン
バータ２３の出力はハイレベル“Ｈ”となるので、９Ｍ
Ｏ３１４及びｎＭＯ８１７がオフ状態、ｎＭＯ３１５及
び１８がオン状態となる。したがって、この場合には、
破線Ｗに示すように電流が流れ、コンデンサ６の放電と
コンデンサ７に対する充電とが行われる。

以後、かかる動作が繰り返されることにより出力電圧Ｖ
。は−ＶＢに向かって下降するが、出力電圧Ｖ。が目標
値−ＶＣよりも下がろうとすると、オペアンプ２４の非
反転入力端子Φの電圧がＯ［Ｖ］以下となり、オペアン
プ２４の出力がローレベル“Ｌ”となってｎＭＯｓ１６
はオフ状態となり、コンデンサ６の放電路は遮断される
。この結果、出力電圧ｖｏは、−ＶＣに安定することに
なる。後述するように、負荷１０に電流が流れる場合に
おいても、ｎＭＯ８１５，１８がオン状態にある期間は
、出力電圧■。は−■。に維持される。なお、第４図Ｃ
は、この場合の時間ｔと出力電圧ＶＯの絶対値＋ＶＯ＋
との関係を示す図である。

ここに、第４図Ｃにおいて、破線Ｓは、第８図従来例の
ＤＣ−ＤＣコンバータの場合を示しており（第９Ｄ図参
照）、Ｓ線は、で表わされる。ここに、立ち上がり時間を目標値の９０
％とし、仮に、Ｖｃ　　＝　　　Ｖａという関係を持たせる場合、となる。したがって、立ち上がり時間は、第８図従来例
のＤＣ−ＤＣコンバータの場合よりも早くなっている。

ちなみに、第４図りは第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの場合において、電池９の電圧ＶＢをＶｃにした場
合を示している。

また、第４図Ｃ，ＤのＳ線、Ｒ線は、スイッチのオン抵
抗が低い場合であるが、オン抵抗が大きい場合、周波数
が高い場合、又はコンデンサ６．７の容量が大きい場合
は、で表され、第４図Ｅに示すようになる。

ここに、コンデンサ６．７の容量を１μＦ、負荷をＩＫ
Ωとした場合、第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの
立ち上がり時間は、２．３ｍＳであるが、本実施例にお
いては、目標値をＶＣにした場合において、ｖｃ＝　（
３／４）ＶＢとすると、立ち上がり時間は、１．１２ｍ
　Ｓとなり、第８図従来例に比較して、１．１８ｍ　Ｓ
早くなっている。

また、第４図Ｆにおける実線Ｕは、本実施例において、
出力電圧状態が定常的になっている場合における負荷１
０の影響による出力電圧■ｏの変動を示すものであり、
これについて説明すると、本実施例においては、ｐＭＯ
８１４及びｎ　Ｍ　ＯＳ１７がオフ状態、ｎＭＯｓ１５
及び１８がオン状態になると、コンデンサ６の放電によ
ってコンデンサ７が充電され、出力電圧Ｖ。は−ＶＣに
下降しくｅ−＝ｆ）、ｎＭＯ３１６がオフ状態になる。

その後、コンデンサ７の放電により負荷１０に電流が供
給される。ここに、コンデンサ７の放電により出力電圧
Ｖｏが上昇しようとするが、この場合には、ｎＭＯ３１
６がオン状態になり、コンデンサ７の放電と同時にコン
デンサ６からコンデンサ７に対する充電が行われる。換
言すれば、負荷１０への電流の供給はコンデンサ６のみ
によって行われるので、コンデンサ７の電位は動かない
。

したがって、出力電圧■。は−ＶＣに制御される（ｆ→
ｇ）。その後、ＰＭＯ５Ｉ−４及びｎ　Ｍ　ＯＳ１７が
オン状態、ｎＭＯ３１５，１８がオフ状態にされると、
コンデンサ７による放電のみによって負荷１０に電流が
供給されるにの結果、第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの場合と同様の傾きで出力電圧ＶＱは上昇する（ｇ
→ｈ）、なお、破線Ｐは、第８図従来例において、電圧
出力端子８に負荷１０を接続した場合の出力電圧■ｏの
変動を示している。

（３）効果このように、本実施例によれば、出力電圧Ｖ。

とじて−Ｖｃを得ることができるが、ＶＣとＶ＠とには
Ｖｃ　＜Ｖａの関係があることから、電池９の電圧ＶＢ
がｖｉｔ〜Ｖｃ＞Ｏの範囲で変動しても、出力電圧ＶＯ
は、これによっては、なんら変動しない。

また、電圧出力端子８に負荷１０が接続された場合にお
いては、ｐＭＯ３１４及びｎＭＯＳ１５がオン状態、ｎ
ＭＯ３１５及び１８がオフ状態にある期間は、負荷１０
に対する電流の供給はコンデンサ７のみにより行われる
ので、出力電圧Ｖ。

は負荷１０の影響によって変動してしまうが、少なくと
も、ｐＭＯ８１４及びｎＭＯＳ１５がオフ状態、ｎＭＯ
３１５及び１８がオン状態である期間は、出力電圧Ｖｏ
は、負荷１０の影響を受けずに、一定の電圧値−Ｖｏに
なる。

したがって、本実施例によれば、電池９の電圧変動や負
荷１０の影響を受けに＜＜、安定した出力電圧■ｏを得
ることができる。

また、本実施例によれば、目標値Ｖ。をＶ。〈ＶＢとし
ているので、出力電圧ｖｏの立ち上がり時間を短くする
ことができる。

２　　　　５゛第５図は本発明の第２実施例（第１の発明の他の実施例
）を示す回路図であって、本実施例においては、第１図
における放電路遮断手段１３をｎｐｎトランジスタ２８
で構成したものである。

かかる本実施例においても第１実施例と同様の作用効果
を得ることができる。

３　　　（第６第６図は本発明の第３実施例（第１の発明の更に他の実
施例）を示す回路図であって、本実施例においては、放
電路遮断手段１３をｎＭＯＳ１５とＡＮＤ回路２９とで
構成している。即ち、インバータ２３の出力とオペアン
プ２４の出力との論理積をＡＮＤ回路２９で求めて、こ
のＡＮＤ回路２９の出力をｎＭＯＳ１５のゲートに供給
するようにしている。

なお、ＡＮＤ回路２９の出力をｎＭＯＳ１８のゲートに
供給するようにしても同様の作用効果を得ることができ
る。

第４７第７図は本発明の第４実施例（第２の発明の一実施例）
を示す回路図であり、本実施例においては、第３図例に
おけるｎＭＯ３１５，１６，１７を、それぞれｐＭＯｓ
３０．３１．３２に変更しており、また、出力電圧検出
手段１２は図のように構成し、仮に、抵抗２５．２６の
抵抗値Ｒ２５、Ｒ２６はＲ２５＝Ｒ２６とし、定電圧源
Ｖ２７は、目標値を２Ｖｄとした場合、Ｖｄとし、Ｖｄ
＜Ｖｎの関係を持たせるようにする。

かかる本実施例においては、出力電圧Ｖ。が２Ｖｄ以上
になると、ｐＭＯ３３１のゲート電圧はハイレベル“Ｈ
”となり、コンデンサ６の放電は遮断される。また、出
力電圧Ｖｏが２Ｖｄより小さくなると、ｐＭＯｓ３１の
ゲート電圧はローレベル“Ｌ”になり、放電が行われる
。

また、Ｄフリップフロップ２０のＱ出力及びＱ出力がそ
れぞれローレベル“Ｌ″及びハイレベル“Ｈ”にあると
き、インバータ２１の出力はハイレベル“Ｈ”であり、
ｐＭＯ３１４，３２はオフ状態となる。また、このとき
、インバータ２３の出力はローレベル“し”であり、ｐ
ＭＯｓ３０はオン状態となる。また、このとき、インバ
ータ２２の出力はハイレベル“Ｈ”であり、ｎ　Ｍ　Ｏ
Ｓ１８はオン状態となる。この結果、コンデンサ６に対
する充電が行われる。

次に、クロックＣＬＫがハイレベル″Ｈ″になると、Ｄ
フリップフロップ２０のＱ出力及びζ−出力は、それぞ
れハイレベル“Ｈ”及びローレベル゛Ｌ”になる、この
結果、インバータ２１の出力はローレベル“Ｌ”、イン
バータ２３の出力はハイレベル“Ｈ″、インバータ２２
の出力はローレベル“Ｌ”となり、ｐＭＯ３１４，３２
はオン状態、ｐＭＯｓ３０．ｎＭＯｓ　１８はオフ状態
となる。したがって、今までコンデンサ６のＧＮＤであ
った所、即ち、ノード３３がＶＩｌとなるなめ、コンデ
ンサ６はチャージポンピングされ、その反対側、即ち、
ノード３４は２ＶＢとなり、コンデンサ７に２　Ｖ　＠
で充電が行われるが、出力電圧検出手段１２によって出
力電圧ｖｏは２Ｖｄに制御される。

また、本実施例においては、目標値２Ｖｄを２Ｖｄ＜２
Ｖｉｉとしているので、出力電圧■ｏの立ち上がり時間
を短くすることができる。

［発明の効果］本発明中、第１の発明（請求項１記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ）によれば、直流電圧による第１のコンデンサの
充電と、この第１のコンデンサの放電による第２のコン
デンサの充電とを繰り返すことにより、第２のコンデン
サの一端に出力電圧を得るように構成されるＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、出力電圧を検出する出力電圧検出
手段と、第１のコンデンサの放電路を遮断する放電路遮
断手段とを設け、出力電圧検出手段により出力電圧を検
出し、出力電圧の絶対値が前記直流電圧の絶対値よりも
小さい所定の値を越えるときは、放電路遮断手段により
第１のコンデンサの放電路を遮断するように構成したこ
とにより、前記直流電圧が所定の値の間で変動しても、
これによっては、出力電圧はなんら変動しないし、また
、負荷に電流が流れる場合においても、少なくとも、第
１のコンデンサを放電させるべき期間においては、出力
電圧を負荷の影響を受けずに一定値にすることができる
ので、前記直流電圧の変動や負荷の影響を受けにくい安
定した出力電圧を得ることができる。

また、第１の発明によれば、出力電圧の絶対値が入力さ
れる直流電圧の絶対値よりも小さい所定の値としている
ので、かかる直流電圧による第１のコンデンサの充電と
、この第１のコンデンサの放電による第２のコンデンサ
の充電とを繰り返すことにより、第２のコンデンサの一
端に出力電圧を得るように構成されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、出力電圧の立ち上がり時間を短くするこ
とができる。

また、本発明中、第２の発明（請求項２記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ）によれば、直流電圧による第１のコンデ
ンサの充電と、前記直流電圧による第１のコンデンサの
チャージポンピング及び第１のコンデンサの放電による
第２のコンデンサの充電とを繰り返すことにより、第２
のコンデンサの一端に出力電圧を得るように構成される
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧を検出する出
力電圧検出手段と、第１のコンデンサの放電路を遮断す
る放電路遮断手段とを設け、出力電圧検出手段により出
力電圧を検出し、出力電圧の絶対値が前記直流電圧の絶
対値の２倍よりも小さい所定の値を越えるときは、放電
路遮断手段により第１のコンデンサの放電路を遮断する
ように構成したことにより、前記直流電圧が所定の値の
間で変動しても、これによっては、出力電圧はなんら変
動しないし、また、負荷に電流が流れる場合においても
、少なくとも、第１のコンデンサを放電させるべき期間
においては、出力電圧を負荷の影響を受けずに一定値に
することができるので、前記直流電圧の変動や負荷の影
響を受けにくい安定した出力電圧を得ることができる。

また、第２の発明によれば、出力電圧の絶対値が入力さ
れる直流電圧の絶対値の２倍よりも小さい所定の値とし
ているので、かかる直流電圧による第１のコンデンサの
充電と、直流電圧による第１のコンデンサのチャージポ
ンピング及びこの第１のコンデンサの放電による第２の
コンデンサの充電とを繰り返すことにより、第２のコン
デンサの一端に出力電圧を得るように構成されるＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、出力電圧の立ち上がり時間を
短くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明中、第１の発明の原理説明図、第２図は
本発明中、第２の発明の原理説明図、第３図は本発明の
第１実施例（第１の発明の一実施例）を示す回路図、第４図は本発明の第１実施例の動作を説明するための図
、第５図は本発明の第２実施例（第１の発明の他の実施例
）を示す回路図、第６図は本発明の第３実施例（第１の発明の更に他の実
施例）を示す回路図、第７図は本発明の第４実施例（第２の発明の一実施例）
を示す回路図、第８図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路
図、第９図は第８図従来例の動作を説明するための図、第１０図は第８図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵
した携帯電子機器の要部を示す回路図、第１１図は第８
図従来例のＤＣ−ＤＣコンバータが有している問題点を
説明するための図、第１２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの他の例を示す回路図である。１・・・電圧入力端子２〜ら・・・スイッチ６．７・・・コンデンサ８・・・電圧出力端子９・・・電池１０・・・負荷１２・・・出力電圧検出手段１３・・・放電路遮断手段（Ａ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
放電路遮断手段（Ｂ）放電路遮断手段第１の発明の原理説明図第１図第２の発明の原理説明図第２図第１実施例く第１の発明の一実施例）第１実絶例の動作を説明するための７第１実施例の動作を説明するための７第４図（Ｃ）Ｖｏｌ（Ｄ）Ｖｏｌ第１実施例の動作を説明するための図第４図ｔ（Ｆ）ｖＯ正・酊を第１実施例の動作を説明するための７第２実施例（第１の発明の他の実施例）第５図第３実施例（第１の発明の更に他の実施例）第６図第４実施例（第２の発明の一実施例）第７図従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例第８図第８図従来例の動作を説明するための７第９図（Ｄ）ｌＶｏｌ第８図従来例の動作を説明するための７携帯電子機器の
要部第１０図 ■０第１１図従来のＤＣ−ＤＣコンバータの他の例第１２図

Claims

【特許請求の範囲】１、直流電圧（Ｖ＿Ｂ）による第１のコンデンサ（６）
の充電と、該第１のコンデンサ（６）の放電による、第
２のコンデンサ（７）の充電とを繰り返すことにより、
前記第２のコンデンサ（７）の一端に出力電圧（Ｖ＿Ｏ
）を得るように構成されるＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）を検出する出力電圧検出手段（
１２）と、前記第１のコンデンサ（６）の放電路を遮断
する放電路遮断手段（１３）とを設け、前記出力電圧検
出手段（１２）により前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）を検出し
、前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）の絶対値が前記直流電圧（Ｖ
＿Ｂ）の絶対値よりも小さい所定の値（Ｖ＿Ｃ）を越え
るときは、前記放電路遮断手段（１３）により前記第１
のコンデンサ（６）の放電路を遮断するように構成され
ていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。２、直流電圧（Ｖ＿Ｂ）による第１のコンデンサ（６）
の充電と、前記直流電圧（Ｖ＿Ｂ）による前記第１のコ
ンデンサ（６）のチャージポンピング及び前記第１のコ
ンデンサ（６）の放電による第２のコンデンサ（７）の
充電とを繰り返すことにより、前記第２のコンデンサ（
７）の一端に出力電圧（Ｖ＿Ｏ）を得るように構成され
るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）を検出する出力電圧検出手段（
１２）と、前記第１のコンデンサ（６）の放電路を遮断
する放電路遮断手段（１３）とを設け、前記出力電圧検
出手段（１２）により前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）を検出し
、前記出力電圧（Ｖ＿Ｏ）の絶対値が前記直流電圧（Ｖ
＿Ｂ）の絶対値の２倍よりも小さい所定の値（２Ｖｄ）
を越えるときは、前記放電路遮断手段（１３）により前
記第１のコンデンサ（６）の放電路を遮断するように構
成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。