JPH04165963A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、単相の交流電源を順変換した直流に基づき、
前記交流電源の倍電圧の単相３線出力を得るインバータ
装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種単相３線出力のインバータ装置は第４図に
示すように構成され、単相の商用交流電源（１）は直流
化回路（２）のダイオードブリッジ構成の整流器（３）
で余波整流された後、平滑コンデンサ（４）で平滑され
て直流電圧に順変換される。

さらに、平滑コンデンサ（４）の端子間の直流電圧がス
イッチング回路としてのトランジスタフルブリッジ構成
の逆変換器（５）の１対の入力端子（５ａ）。

（５ｂ）に供給される。

゛　このとき、逆変換器（５）の各ブリッジ辺を形成す
るトランジスタスイッチとしての４個のＮＰＮ型のトラ
ンジスタ（６ａｌ　（６ｂ）、　（６ｃ）、　（６ｄ）
は、入力端子（５ａ）、　（５ｂ）間にトランジスタ（
６ａ）と（６ｂ）　、　（６ｃ）ｋ（６ｄ）の２直列回
路を並Ｊ’Ｊ接続して設けられ、それぞれコレクタ、エ
ミッタ間にフライホイールダイオード（７ａ）、　（７
ｂ）、　（７ｃ）、　（７ｄ）が逆並列接続されている
。

そして、交流電源（１）の半周期毎に交互に対向する２
辺のトランジスタ（６ａ）と（６ｄ）、　（６ｂ）と（
６ｃ）がＰＷＭ制御で駆動され、トランジスタ（６ａ）
と（６ｂ）の接続点ａ、）ランジスタ（６Ｃ）と（６ｄ
）の接続点すの間に、前記直流電圧を逆変換した交流生
成用の正、負のパルス列が交互に生じる。

このパルス列が接続点ａ、ｂ間にコイル（８）、コンデ
ンサ（９）を直列接続した交流フィルタ（１０）に供給
され、このフィルタα０）により交流電源（１）と同様
の安定な単相２線交流が形成される。

そして、コンデンサ（９）の端子間の前記単相２線交流
が出力変圧器０１）の１次側に供給されて昇圧され、こ
の変圧器ＯＤの２次側の巻線両端及び中間タップが形成
する３個の出力端子（１２ｕｌ　（１２ｖ）及び（１２
ｎ）に、交流電源（１）の倍電圧の単相３線出力が得ら
れる。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記第４図の従来のインバータ装置の場合、単相３線出
力のため、大型、大重量の低周波用の出力変瓜器（６）
を要し、出力端子（１２ｕｌ　（１２ｖ）、　（１２ｎ
）の出力が交流電源（１）から絶縁される利点はあるが
、装置の小型化及び軽量化が図れない問題点がある。

本発明は、従来の出力変圧器を省いた小型、軽量な構成
により倍電圧の単相３線出力が得られるインバータ装置
を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明のインバータ装置に
おいては、単相の交流電源を倍電圧整流する順変換用の
直流化回路の直列接続された出力用の２個の平滑コンデ
ンサと、 前記両平滑コンデンサの直列回路両端間の直流電圧又は
該直流電圧を高周波絶縁回路により変換した高周波電圧
が供給される１対の入力端子間に。

ダイオードを逆並列接続した２個のトランジスタスイッ
チの直列回路からなる第１．第２のハーフブリッジ回路
を並列に接続し、前記交流電源の半周期毎に前記第１の
ハーフブリッジ回路の一方の入力端子側のトランジスタ
スイッチと前記第２のハーフブリッジ回路の他方の入力
端子側のトランジスタスイッチのＰＷＭ駆動、前記第１
のハーフブリッジ回路の前記他方の入力端子側のトラン
ジスタスイッチと前記第２のハーフブリッジ回路の前記
一方の入力端子側のトランジスタスイッチのＰＷＭ駆動
に交互に切換わる）・ランジスタフルブリッジ構成のス
イッチング回路と、 フィルタ用のコイル、コンデンサの直列回路からなり前
記両ハーフブリッジ回路の前記再入力端子側のトランジ
スタスイッチの接続点それぞれと前記両平滑コンデンサ
の接続点との間に設けられた交流フィルタと、 前記両受流フィルタの前記フィルタ用のコイル。

コンデンサの接続点及び前記両平滑コンデンサの接続点
それぞれに接続された単相３線出力用の３個の出力端子
とを備え、 前記スイッチング回路のＰＷＭ駆動により前記交流電源
の倍電圧の単相３線出力を得るようにする。

〔作用〕

前記のように構成された本発明のインバータ装置の場合
、直流化回路の２個の平滑コンデンサの直列回路両端間
に生じた倍電圧の直流電圧又はこの電圧を変換した高周
波絶縁回路の高周波電圧がスイッチング回路の入力端子
間に供給される。

そして、第１のハーフブリッジ回路の２個のトランジス
タスイッチの接続点、第２のハーフブリッジ回路の２個
のトランジスタスイッチの接続点をα、βとし、前記両
平滑コンデンサの接続点をγとすると、交流電源の一方
の半周期には、第１のハーフブリッジ回路の一方の入力
端子側のトランジスタスイッチと第２のハーフブリッジ
回路の他方の入力端子側のトランジスタスイッチとがＰ
ＷＭ駆動され、両トランジスタのオン時、一方の平滑コ
ンデンサの直流エネルギに基づ＜ＰＷＭパルス列の電流
が接続点αから一方の交流フィルタを通って接続点γに
流れるとともに、他方の平滑コンデンサの直流エネルギ
に基づ＜ＰＷＭパルス列の電流が接続点γから他方の交
流フィルタを通って接続点βに流れる。

このとき、接続点α、γ間の一方の交流フィルタ及び接
続点γ、β間の他方の交流フィルタにより、交流電源の
周波数成分が抽出され、接続点αに一方の交流フィルタ
のコイルを介して接続された出力端子（接続点αの出力
端子）と接続点γに接続された出力端子（接続点γの出
力端子）との間及び該出力端子と接続点βに他方の交流
フィルタのコイルを介して接続された出力端子（接続点
βの出力端子）との間それぞれに、接続点α、γの出力
端子を正とする向きの交流電源の電圧の半波が生じる。

また、交流電源の他方の半周期には、第１のハーフブリ
ッジ回路の他方の入力端子側の・トランジスタスイッチ
と第２のハーフブリッジ回路の一方の入力端子側のトラ
ンジスタスイッチとがＰＷＭ駆動され、一方の平滑コン
デンサの直流エネルギに基づ＜ＰＷＭパルス列の電流が
接続点βから他方の交流フィルタを通って接続点γに流
れ、他方の平滑コンデンサの直流エネルギに基づ＜ＰＷ
Ｍパルス列の電流が接続点γから一方の交流フィルタを
通って接続点αに流れる。

このとき、両交流フィルタにより交流電源の周波数成分
が抽出され、接続点α、γの出力端子の間及び接続点γ
、βの出力端子の間に、接続点γ。

βの出力端子を正とする向きの交流電源の電圧の半波が
生じる。

したがって、接続点αの出力端子と接続点βの出力端子
との間には、接続点α、γの出力端子間の電圧と接続点
γ、βの出力端子間の電圧とを合成した交流電圧の倍電
圧の交流が生じ、従来の出力変圧器を設けることなく、
倍電圧の単相３線出力が得られる。

〔実施例〕

１実施例について、第１図ないし第３図を参照して説明
する。

第１図において、０３は単相の商用交流電源、０々は直
列接続された２個の整流ダイオード（１５ａ）　。

（１５ｂ）及び直列接続された出力用の２個の平滑コン
デンサ（１６ａ）、（１６ｂ）からなる倍電圧整流の直
多証化回路、αηはトランジスタフルブリッジ構成のス
イッチング回路であり、トランジスタスイッチとしての
ＮＰＮ型の２個のトランジスタ（１８ａｌ　（１８ｂ）
が形成する第１のハーフブリッジ回路（１９ａ）及びト
ランジスタスイッチとしてのＮＰＮ型の２個のトランジ
スタ（１８ｃ）、　（１８ｄ）が形成する第２のハーフ
ブリッジ回路（１９ｂ）からなる。

（２０ａ）、　（２０ｂ）、　（２０ｃ）、　（２０ｄ
）はトランジスタ（１８ａ）〜（１８ｄ）のコレクタ、
エミッタ間それぞれに設けられた４個のフライホイール
ダイオード、（２１ａ）。

（２１ｂ）はそれぞれフィルタ用のコイル（２２ａ）、
　（２２ｂ）とフィルタ用のコンデンサ（２３ａ）、　
（２３ｂ）との直列回路からなる２個の交流フィルタで
あり、出力フィルタ回路（２４）を形成する。（２５１
１）、　（２５Ｖ）、　（２５ｎ）は単相３線出力用の
３個の出力端子である。

そして、交流電源０３はダイオード（１５ａ）、　（１
５ｂ）の接続点とコンデンサ（１６ａ）、（１６ｂ）の
接続点との間に印加される。

また、ダイオード（１５ａ）、　（１５ｂ）の直列回路
にコンデンサ（１６ａ）、　（１６ｂ）の直列回路が並
列接続されるとともに、コンデンサ（１６ａ）、　（１
６ｂ）の直列回路両端にスイッチング回路０ηの１対の
入力端子（１７ａ）。

（１７ｂ）が接続されている。

そして、交流電源０罎の正、負の半周期毎にコンデンサ
（１６ａ）、　（１６ｂ）が交互に充電され、コンデン
゛す（１６ａ）、　（１６ｂ）の直列回路両端間に交流
電源（Ｌ３を倍電圧整流した直流電圧が生じ、この直流
電圧がスイッチング回路０ηの入力端子（１７ａ）、　
（１７ｂ）間に印加される。

また、スイッチング回路０′７）の第１．第２のハーフ
ブリッジ回路（１９ａ）、　（１９ｂ）において、トラ
ンジスタ（１８ａ）、　（１８ｂ）及び（１８ｃ）、　
（１８ｄ）は、一方の入力端子（１７ａ）側のトランジ
スタ（１８ａｌ　（１８ｂ）それぞれのエミッタと他方
の入力端子（１７ｂ）側のトランジスタ（１８ｂｌ　（
１８ｄ）それぞれのコレクタとが接続されて直列接続さ
れ、トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｃ）のコレクタ
、トランジスタ（１８ｂ）、　（１８ｄ）のエミッタが
入力端子（１７ａ）、（１７ｂ）それぞれに接続されて
いる。

そして、スイッチング回路θ′７）の図示省略した駆動
回路からトランジスタ（１８ａ）〜（１８ｄ）のベース
に交流電源（１３）に同期した第２図（ａ）、　（ｂ）
、　（Ｃ）、　（ｄ）それぞれの高周波のＰＷＭ制御電
圧（ゲート電圧）が印加される。

この印加により、交流電源０剣の正又は負の一方の半周
期にトランジスタ（１８ａｌ　（１８ｄ）がＰＷＭ駆動
されてスイッチングし、他方の半周期にトランジスタ（
１８ｂ）、　（１８ｃ）がＰＷＭ駆動されてスイッチン
グする。

さらに、トランジスタ（１８ａ）のエミッタとトランジ
スタ（１８ｂ）のコレクタとの接続点α、トランジスタ
（１８Ｃ）のエミッタとトランジスタ（１８ｄ）のコレ
クタとの接続点をβとし、コンデンサ（１６ａ）。

（１６ｂ）の接続点をγとすると、接続点α′、γ間に
交流フィルタ（２１ａ）のコイル（２２ａ）　、　　コ
ンデンサ（２３ａ）の直列回路が設けられ、接続点β、
γ間に交流フィルタ（２１ｂ）のコイル（２２ｂ）　、
　コンデンサ（２３ｂ）の直列回路が設けられている。

また、出力端子（２５ｕｌ　（２５ｖ）はコイル（２２
ａ）　。

（２２ｂ）とコンデンサ（２３ａ）、　（２３ｂ）との
接続点それぞれに接続され、出力端子（２５ｎ）は接続
点γに接続されている。

そして、トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｄ）がＰＷ
Ｍ駆動されると、第１のハーフブリッジ回路（１９ａ）
において、トランジスタ（１８ａ）がスイッチングして
トランジスタ（１８ｂ）がオフし続けるため、第３図（
ａ）に示すように、トランジスタ（１８ａ）のオン時は
コンデンサ（１６ａ）の直流エネルギに基づく実線矢印
の電流１１が流れ、トランジスタ（１８ａ）のオフ時は
コイル（２２ａ）の蓄積エネルギに基づく破線矢印の電
流１１′が流れる。

このとき、電流１．、１．’のいずれであってもコイル
（２２ａ）、コンデンサ（２３ａ）の向きに電流が流れ
、出力端子（２５ｕ）、　（２５ｎ）間に出力端子（２
５ｕ）を正とする電圧が生じる。

そして、第２図（ａ）の高周波のＰＷＭ制御電圧に基づ
き、交流電源０３の半波波形を分割したＰＷＭパルス列
の高周波電圧が生じ、この電圧に含まれた交流電源０）
の周波数成分が交流フィルタ（２１ａ）により抽出され
る。

また、第２のハーフブリッジ回路（１９ｂ）において、
トランジスタ（１８ｄ）がスイッチングしてトランジス
タ（１８ｃ）がオフし続けるため、第３図（ｂ）に示す
ように、トランジスタ（１８ｄ）のオン時はコンデンサ
（１６ｂ）の直流エネルギに基づく実線矢印の電流Ｉ２
が流れ、トランジスタ（１８ｄ）のオフ時はコイル（２
２ｂ）の蓄積エネルギに基づく破線矢印の電流Ｉ２／が
流れる。

このとき、電流１２．１２’のいずれであってもコンデ
ンサ（２３ｂ）、コイル（２２ｂ）の向きに電流が流れ
、出力端子（２５ｖ）、　（２５ｎ）間に出力端子（２
５ｎ）を正とする主尺が生じる。

また、第２図（ａ）と同じ同図（ｄ）の高周波のＰＷＭ
制御電圧に基づき、第１のハーフブリッジ回路（１９ａ
）と同様のＰＷＭパルス列の高周波電圧が生じ、この電
圧に含まれた交流電源ＯＱの周波数成分が交流フィルタ
（２１ｂ）により抽出される。

そして、トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｄ）が同時
にスイッチングするため、第３図（ａ、）の出力端子（
２５ｕ）。

（２５ｎ）間の半波電圧（ピーク電圧Ｅ１）と同図（ｂ
）の出力端子（２５ｎｌ　（２５ｖ）間の半波電圧（ピ
ーク電圧Ｅ２）とが同時に生じ、出力端子（２５ｕ）、
　（２５ｖ）間には同図（Ｃ）に示すように、両半波電
圧を合成した半波電圧（ピーク電圧Ｂｌ十８２）が生じ
る。

このとき、ピーク電圧ＢＩＴ　８２が共に交流電源０→
゛のピーク電圧（１００、’Ｔ　Ｖ）　＋：＝等シ＜ナ
リ、第３　図（Ｃ）に示すように出力端子（２５ｕｌ　
（２５ｖ）間の半波電圧はピーク電圧を２００ｆｆＶと
する倍電圧の半波電圧（ＥＩ十Ｂ２）になる。

そして、交流電源０３のつぎの半周期になってトランジ
スタ（１８ｂ）、　（１８ｃ）のＰＷＭ駆動に移ると、
第１のハーフブリッジ回路（１９ａ）において、トラン
ジスタ（１８ｂ）がスイッチングしてトランジスタ（１
８ａ）がオフし続けるため、トランジスタ（１８ｂ）の
オン時はコンデンサ（１６ｂ）の直流エネルギに基づき
、コンデンサ（１６ｂ）からコンデンサ（２３ａ）　、
コイル（２２ａ）、　）ランジスタ（１８ｂ）を通って
コンデンサ（１６ｂ）に戻る向きの電流が流れ、トラン
ジスタ（１８ｂ）のオフ時はコイル（２２ａ）の蓄積エ
ネルギに基づき、コイル（２２ａ）からダイオード（２
０ｂ）、コンデンサ（１６ａ）、（２３ａ）を通ってコ
イル（２２ａ）に戻る向きの電流が流れる。

したがって、出力端子（２５ｕ）、　（２５ｎ）間に、
出力端子（２５ｎ）を正とする向きの交流電源０）の周
波数成分の電圧が生じる。

また、第２のハーフブリッジ回路（１９ｂ）’において
、トランジスタ（１８ｃ）がスイッチングしてトランジ
スタ（１８ｄ）がオフし続けるため、トランジスタ（１
８ｃ）のオン時はコンデンサ（１６ａ）の直流エネルギ
に基づき、コンデンサ（１６ａ）からトランジスタ（１
８ｃ）、コイル（２２ｂ）、コンデンサ（２３ｂ）を通
ってコンデンサ（１６ａ）に戻る向きの電流が流れ、ト
ランジスタ（１８ｃ）のオフ時はコイル（２２ｂ）の蓄
積エネルギに基づき、コイル（２２ｂ）からコンデンサ
（２３ｂ）、（１６ｂ）、ダイオード（２０ｄ）を通っ
てコイル（２２ｂ）に戻る向きの電流が流れる。

したがって、出力端子（２５ｎ）、　（２５ｖ）間に出
力端子（２５ｖ）を正とする向きの交流電源０３の周波
数成分の電圧が生じる。

また、トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｄ）のＰＷＭ
駆動のときと同様の合成により、出力端子（２５υ）、
　（２５ｖ）間には、ピーク電圧を一２Ｏ０ｒＴＶとす
る倍電圧の半波電圧が生じる。

そして、トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｄ）のＰＷ
Ｍ駆動とトランジスタ（１８ｂ）、　（１８ｃ）のＰＷ
Ｍ駆動とが交互に行われるため、従来の出力変圧器を用
いるの小型、軽量化及び低価格化が図れる。

なお、出力端子（２５ｕ）、　（２５ｖｌ　（２５ｎ）
に接続される負荷が遅れ力率の場合、トランジスタ（Ｊ
８ａ）　。

（１８ｄ）のＰＷＭ駆動のオンからオフへのスイッチン
グのときに、トランジスタ（１８ｂ）、　（１８ｃ）を
オンしてもよく、同様に、トランジスタ（１８ｂ）、（
１８ｃ）のＰＷＭ駆動のオフからオンへのスイッチング
のときに１〜ランジスタ（１８ａ）、（１８ｄ）をオン
してもよい。

また、出力端子（２５ｕ）、　（２５ｖ）、　（２５ｎ
）を交流電源ＯＱから絶縁する必要があるときは、第１
図の直流化回路（１４とスイッチング回路αηとの間に
、小型。

軽量な高周波変圧器を用いた高周波インバータ等の高周
波絶縁回路を設け、この回路によりコンデンサ（１６ａ
）、　（１６ｂ）それぞれの両端間電圧をパルス列の高
周波電圧に変換して、両筒周波電圧の直列合成電圧をス
イッチング回路０ηの入力端子（１７ａ）。

（１７ｂ）間に供給すればよい。

〔発明の効果〕

本発明は、以上説明したように構成されているため、以
下に記載する効果を奏する。

直流化回路の出力用の平滑コンデンサの直列回路両端間
の直流電圧又はこの直流電圧を変換した高周波電圧が供
給されるスイッチング回路の１対の入力端子間に第１．
第２のハーフブリッジ回路を並列に接続し、両ハーフブ
リッジ回路それぞれの２個のトランジスタスイッチの接
続点と前記両平滑コンデンサの接続点との間に交流フィ
ルタを設け、スイッチング回路のＰＷＭ駆動に基づき、
前記交流フィルタを介して各接続点に接続された３出力
端子に、交流電源の倍電圧の単相３線出力を得るように
したため、従来の大型、大重量の出力変圧器を設けるこ
となく倍電圧の単相３線出力を得ることができ、装置の
小型、軽量化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第３図は本発明のインバータ装置の１実施
例を示し、第１図は結線図、第２図（ａ）〜（ｄ）はＰ
ＷＭ制御電圧のタイミングチャート、第３図（ａ）〜（
Ｃ）はそれぞれ動作説明用の一部の結線図、第４図は従
来装置の結線図である。 ０３・・・商用交流電源、ａ＜・・・直流化回路、（１
，６ａ）　。 （１６ｂ）・・・平滑コンデンサ、０η・・・スイッチ
ング回路、（１７ａ）、（１７ｂ）−入力端子、（１８
ａ）　〜（１８ｄ）　・＝　１−ランジスタ、（１９ａ
）、（１９ｄ）−第１、第２のハーフブリッジ回路、（
２０ａ）〜（２０ｄ）・・・フライボイルダイオード、
（２１ａ）、（２１ｂ）−＝交流フィルタ、（２２ａ）
　。 （２２ｂ）−フィルタ用のコイル、（２３ａ）、（２３
ｂ）　−・・フィルタ用のコンデンサ、（２５ｕ）、　
（２５ｖ）、　（２５ｎ）・・・出力端子。 代理人　弁理士　　藤　１）龍　太　部（ノ　　　　　
　　　　　　　ｑフ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）単相の交流電源を倍電圧整流する順変換用の直流
   化回路の直列接続された出力用の２個の平滑コンデンサ
   と、 前記両平滑コンデンサの直列回路両端間の直流電圧又は
   該直流電圧を高周波絶縁回路により変換した高周波電圧
   が供給される１対の入力端子間に、ダイオードを逆並列
   接続した２個のトランジスタスイッチの直列回路からな
   る第１、第２のハーフブリッジ回路を並列に接続し、前
   記交流電源の半周期毎に前記第１のハーフブリッジ回路
   の一方の入力端子側のトランジスタスイッチと前記第２
   のハーフブリッジ回路の他方の入力端子側のトランジス
   タスイッチのＰＷＭ駆動、前記第１のハーフブリッジ回
   路の前記他方の入力端子側のトランジスタスイッチと前
   記第２のハーフブリッジ回路の前記一方の入力端子側の
   トランジスタスイッチのＰＷＭ駆動に交互に切換わるト
   ランジスタフルブリッジ構成のスイッチング回路と、 フィルタ用のコイル、コンデンサの直列回路からなり前
   記両ハーフブリッジ回路の前記両入力端子側のトランジ
   スタスイッチの接続点それぞれと前記両平滑コンデンサ
   の接続点との間に設けられた交流フィルタと、 前記両交流フィルタの前記フィルタ用のコイル、コンデ
   ンサの接続点及び前記両平滑コンデンサの接続点それぞ
   れに接続された単相３線出力用の３個の出力端子とを備
   え、 前記スイッチング回路のＰＷＭ駆動により前記交流電源
   の倍電圧の単相３線出力を得るようにしたことを特徴と
   するインバータ装置。