JPH04117173A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は電動機等の電源に使用する電源装置に関するも
のであム 従来の技術 ま哄　従来の電源装置の概要を説明すも　第７図はモー
タを駆動するための三相交流電圧を出力するインバータ
ー電源装置のスイッチング部を示すものであム　第７図
において、　３１は三相交流源３２からの交流電圧を整
流する全波整流同区３３は平滑コンデンサ、　３４〜３
９はスイッチング素子であａ　スイッチング素子３４〜
３９の中でスイッチング素子３４．３５は出力電圧のあ
る一つの相に対応するものであり、またスイッチング素
子３６．３７は他の一つの相へ　またスイッチング素子
３８．３９はその他の相にそれぞれ対応するものであム
　スイッチング素子３４．３５は互に直列に接続されて
おり、それが平滑コンデンサ３３と並列に接続されてい
も　また他のスイッチング素子も同様であり、スイッチ
ング素子３６．３７およびスイッチング素子３８．３９
はそれぞれ直列に接続され　それらはともに平滑コンデ
ンサ３３と並列に接続されてい４４０〜４５はダイオー
ドであり、そのうちダイオード４０はスイッチング素子
３４に並列に接続され　またダイオード４１はスイッチ
ング素子３５に並列に接続されてい４４６は負荷装置と
して設けられたモータであり三相交流電圧で駆動するよ
うに構成されていｂｕ、Ｖ、Ｗはそれぞれモータ４６へ
三相交流の電源電圧を供給するための電源線であり、そ
れぞれ対応するスイッチング素子対の接続点から電圧を
取り出していも　すなわち電源線Ｕはスイッチング素子
３４．３５の接点に接続され　電源線Ｖはスイッチング
素子３６．３７の接点！ミ　また電源線Ｗはスイッチン
グ素子３８．３９の接点にそれぞれ接続されていも 第８図は動作原理を示すものであム　第８図において、
　ん　Ｂ、　　Ｃはそれぞれモータ速度設定用の正弦波
信号であａ　正弦波信号Ａと正弦波信号＆　正弦波信号
Ｂと正弦波信号Ｃ１正弦波信号Ｃと正弦波信号への位相
差はそれぞれ等しく１２０度となってい４　以下この３
つの正弦波信号を総称してモータ速度設定信号と呼水　
またＴは三角波電圧信号であム　モータ速度設定信号Ａ
、Ｂ、Ｃと三角波電圧信号Ｔはともに後述する比較器に
入力され　この比較器からＰＷＭ波信号が出力されも　
このＰＷＭ波信号のデユーティ−比はモータ速度設定信
号Ａ、Ｂ、Ｃの周期に従って変化する事となム　そして
このＰＷＭ波信号に従ってスイッチング素子３４〜３９
を制御する事により、図に示すように各電流線Ｕ、Ｖ、
Ｗ間に電圧を生じせしム　モータ４６を動作させも 第９図はスイッチング素子３４〜３９を制御するための
制御回路を示すものであム　第９図において、　４８は
ＰＷＭ波信号を発生させるとともに一対のスイッチング
素子すなわちスイッチング素子３４．３５が同時にオン
となった状態が生じるのを避けるようにする為の装置で
あり、以下ＰＷＭ回路４８と呼ち　すなわｔｘ　　ＰＷ
Ｍ回路４８は抵抗器およびコンデンサで構成された遅延
部４９゜５０を＜ｌｌｉえ　ＡＮＤ回路５１．５２のそ
れぞれの入力端子の一方には遅延部４９．５０によって
遅延された信号が入力し　他方の入力端子には遅延され
ないままの信号が入力すム　遅延部５０およびＡＮＤ回
路５２より成る信号処理部の前段にはインバータ５３が
挿入されていも　５４は比較器であり、前述のようにモ
ータ速度設定信号Ａと三角波電圧信号Ｔを受（す、ＰＷ
Ｍ波信号を出力すム遅延部４９およびＡＮＤ回路５１よ
り成る信号処理部には比較器５４より出力されたＰＷＭ
波信号がそのまま送られ　遅延部５０およびＡＮＤ回路
５２より成る信号処理部には同ＰＷＭ波信号をインバー
タ５３によって反転した信号が送られも６０はスイッチ
ング素子３４を駆動するためのドライブ同区　また６１
はスイッチング素子３５を駆動するためのドライブ回路
であり、　ドライブ回路６１の構成はドライブ回路６０
の構成に等しいので、その説明は省略すも　ドライブ回
路６゜において、　６２はフォトカプラーであり、絶縁
のためのものであム　６３および６４は出力用のトラン
ジスタであも　トランジスタ６３はＮＰＮｕまたトラン
ジスタ６４はＰＮＰ型であム　つまり双方のトランジス
タのベース電圧が「Ｈｌ」になると、ＮＰＮ型であるト
ランジスタ６３はオン状態に　またＰＮＰ型であるトラ
ンジスタ６４はオフ状態になム　６５はフォトカプラー
６２の出力信号を増幅するためのトランジスタであり、
　トランジスタ６５によって増幅された電圧がトランジ
スタ６３．６４のベースに印加される事とな４　そして
出力はトランジスタ６３．６４の接続点すなわち点Ｅか
ら取り出され、Ｌ　　ＢＵＰはスイッチング素子３４の
入力端子であり、点Ｅがら取り出された電圧は端子ＢＵ
Ｐへ送られも な飄　他の相について設けられたＰＷＭ回路およびドラ
イブ回路ｋ　前述のＰＷＭ回路４８およびドライブ回路
６０．６１と同様な構成であム第１０図は比較器５４に
三角波電圧を供給するための三角波電圧発生回路であム
　すなわち抵抗器６６とコンデンサ６７の時定数によっ
て決定される周波数の三角波電圧信号を発生させ、この
二角波電圧信号が比較器５４へ送られも 発明が解決しようとする課題 しかしながら以上のような構成で（よ　次のような問題
点があった　すなわ板　何等かの原因でモータに流れる
負荷電流が増加したり、また余波整流回路３１への流入
電流が増加した場合に　スイッチング素子３５への流入
電流が増加し　スイッチング素子３５の発熱量が増加し
て温度が上昇し場合によっては破損を招く危険があった
本発明は以上の課題に鑑みてなされたものであり、何等
かの原因でスイッチング素子３５に流れる電流が増加し
ようとしてｋ　スイッチング素子の発熱を抑える事が可
能な電源装置を提供する事を目的とすム 課題を解決するための手段 本発明は以上の課題を解決するた敢　三角波電圧発生部
に三角波電圧信号の周期を変化させる為の周期調整手段
を設けるとともに　スイッチング素子に流れる電流の大
きさを検知するための検知手段を設け、上記検知手段の
検知出力に従って上記周期調整手段を制御するように構
成した作用 上記三角波電圧信号の周波数が変化すると、スイッチン
グ素子の単位時間当りのスイッチング動作の回数が変化
する事となり、スイッチング素子に流れる電流が大きく
なった時に上記三角波電圧信号の周波数を低くする事に
より、上記スイッチング素子の単位時間当りのスイッチ
ング動作の回数を少なくする事が出来　従って上記スイ
ッチング素子の発熱量が小さくなム 実　　施　　例 以下、図面に基づいて本発明の実施例について説明すも
　な耘　本実施例におけるインバータ電源装置の三角波
発生回路以外の部分、すなわちスイッチングＫ　　ＰＷ
Ｍ回版　ドライブ回路６０の構成は第７図および第９図
に示す従来例の構成と同様であるので、その説明を省略
すも 第１図は本発明の実施例における電源装置に設けられた
三角波発生回路を示す回路図であり、破線で囲んだ部分
は周期調整回路であム　まずこの周期調整回路について
説明すも １は２進カウンタであり、第１クロツク信号ＣＬＫによ
ってカウントアツプすム　カウンタ１は４ビツトの出力
端子を備えており、Ｑ　ｌ、　Ｑ　２．　Ｑ　３Ｑ４は
それぞれカウンタｌの各桁の出力を示す。

２、　３．　４．　５はカウンタ１の各出力Ｑ１．Ｑ２
．Ｑ３、Ｑ４にゲートをかける為のＯＲゲート回路であ
ム　またＤ　１．　Ｄ　２．　Ｄ　３．　Ｄ　４はマイ
コン１８から出力される制御信号１９の各ビットであり
、それぞれＯＲゲート回路２．　３．　４．　５に送ら
れム　すなわ＆　　ＯＲゲート回路２には信号ＤＩとＱ
ｌ力（ＯＲゲート回路３には信号Ｄ２とＱ２カ＜、ＯＲ
ゲート回路４には信号Ｄ３とＱ３力＜、ＯＲゲート回路
５には信号Ｄ４とＱ４が加えられ　そしてそれぞれの出
力がＡＮＤ回路６に入力するように構成されていも　そ
して、制御信号１９　Ｄｌ、Ｄ２．Ｄ３゜Ｄ４がマイコ
ン１８によってｒＬｏｗ」状態または「Ｈｌ」状態に設
定され　各ＯＲゲート回路２゜３、　４．　５が個別に
開閉されも ８はカウンタｌへ送るリセット信号を発生するためのＲ
Ｓフリップフロップ回路であム　すなわ＆　　ＡＮＤ回
路６からインバータ７を介して送られる信号と前記クロ
ック信号ＣＬＫに基づいてリセット信号を発生し　カウ
ンタｌへ送るように構成されていも ９およびｌＯはアップダウンカウンタであり、それぞれ
４ビツト部の出力端子を備えていも　アップダウンカウ
ンタ９および１０（友　前記ＡＮＤ回路６の出力すなわ
ち第２クロツク信号ＣＬＫ２によってカウントアツプま
たはカウントダウンを行う。　Ｄ／Ｕはアップダウンカ
ウンタ９．１０のカウントアツプまたはカウントダウン
を決めるための信号端子であり、Ｄ／Ｕが「Ｌｏｗ」の
時はアップダウンカウンタ９．　ｌＯはカウントアツプ
を行Ｌｚ　　Ｄ／ＵがｒＨｉ」の時はアップダウンカウ
ンタ９．１０はカウントダウンを行う。

また第１図において１４はＤ／Ａ変換器であり、８ビツ
トの入力端子１５を備えており、この入力端子１５に入
力する２進数に応じた大きさの電圧が出力端子１６に現
れるように構成されていもＤ／Ａ変換器１４の８ビツト
の入力端子の内の下位４ビット分にはアップダウンカウ
ンタ１０の出力端子が接続され　また上位４ビット分に
はアップダウンカウンタ９の出力端子が接続されていａ
ＣＯはアップダウンカウンタ１０から出力されるキャリ
ー信号であり、アップダウンカウンタ９のキャリー信号
入力端子ＥＮへ送られる。アップダウンカウンタ９はキ
ャリー信号ＣＯがｒＬ　ＯＷＪとなっている時はたとえ
第２クロツク信号ＣＬＫ２が人力してもカウントは行わ
なシチ　　たとえばカウントアツプの状態において、ア
ップダウンカウンタ１０がフルカウント状態となった時
すなわち出力端子Ｔ　１．　Ｔ　２．　Ｔ　３．　Ｔ　
４が全て「Ｈｌ」となった時にキャリー信号ＣＯが１ク
ロック分の期間だけｒＨｉ」となり、それがアップダウ
ンカウンタ９のキャリー信号入力端子ＥＮへ送られ　ア
ップダウンカウンタ９が１つだけカウントアツプされも
　そしてアップダウンカウンタＩＯはゼロ状態からカウ
ントアツプを開始すム １１はＤ／Ａ変換器１４へ送る８ビツトの信号の論理積
を出力するＡＮＤ回踪　１３は同８ビツトの信号の論理
和を出力するＯＲ回路　１２はＡＮＤ回路１１の出力お
よびＯＲ回路】３の出力からアップダウンカウンタ９お
よびアップダウンカウンタ１０のＤ／Ｕ端子に送るアッ
プダウン切換信号を作るＲＳフリップフロップであム次
に電流検知部について説明す＆　　１７はモータの負荷
電流の大きさを検知する検知回路であもその検知信号（
表　マイコン１８のＡ／Ｄ変換端子に入力すム　マイコ
ン１８は上記検知信号に基づいて４ビツトの制御信号１
９を出力し　この制御信号１９が周期調整回路に入力す
る事となも次に動作の一例を説明す７１Ｏ第２図は第１
図に示す部分のタイミングチャートであり、カウンタ１
にクロック信号ＣＬＫが入力すると１、その出力は第２
図に示すように変化すも　例えば制御信号１　９　　　
（ＤＩ、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４　　）　　力＜　　　Ｄｌ＝
Ｌｏｗ、　　　Ｄ２　＝Ｈｉ、Ｄ３　＝Ｌｏｗ、Ｄ４　
＝Ｈｉになっているとすると、　ｔ５〜ｔ６の期間にＡ
ＮＤ回路６の出力すなわち第２クロツク信号ＣＬＫ２が
「Ｈｌ」とな４ またこの時にＲＳフリップフロップ回路８によってカウ
ンタ１にリセット信号が与えられ　カウンタ１はリセッ
トされも　そして次のｔ７からカウンタ１は新たに初期
状態からカウントを開始すム 例えばＤ／ＵがｒＬｏｗ」となってアップダウンカウン
タ９．１０がカウントアツプ状態になっているものとす
ると、まず初期状態ではアップダウンカウンタ１０が第
２クロツク信号ＣＬＫ２によってカウントアツプを行な
う。そして、アップダウンカウンタ１０のＴ　ｌ、　Ｔ
　２．　Ｔ　３．　Ｔ　４が全て「Ｈｉ」になると、ア
ップダウンカウンタ１０からキャリー信号ＣＯが１パル
ス分出力され　そのキャリー信号ＣＯによってアップダ
ウンカウンタ９が１つだけカウントアツプされも　そし
てこのようにカウントアツプを繰り返し　やがてアップ
ダウンカウンタ９のＴ　５．　Ｔ　６．　Ｔ　７．　Ｔ
　８が全て「Ｈｌ」になると、第３図に示すようにＡＮ
Ｄ回路１１の出力信号Ａは１パルス分だけｒＬ　ＯＷＪ
に落板ＲＳフリップフロップ１２の出力ＱはｒＨＩ４に
なり、それがアップダウンカウンタ９．　ＩＯのＤ／Ｕ
端子に入力され　アップダウンカウンタ９゜１０はカウ
ントダウンを始めも　そして、Ｔｌ〜Ｔ８がすべて「Ｌ
ｏｗ」になると、第３図に示すようにＯＲ回路１３の出
力信号Ｂは１パルス分だけｒＬｏｗ」に落＆　　ＲＳフ
リップフロップ１２の出力ＱはｒＬｏｗＪになり、それ
がアップダウンカウンタ９．１０のＤ／Ｕ端子に入力さ
れ　アップダウンカウンタ９．１０は再びカウントアツ
プを開始する。

このようにして、アップダウンカウンタ９，１０はアッ
プダウンを繰り返す事なり、Ｄ／Ａ変換器１４はアップ
ダウンカウンタ９．　ＩＯのカウントアツプおよびカウ
ントダウンに従ったテンポで上下する三角波電圧信号を
出力する事となも検知回路１７はモータに流れる電流値
を検知しマイコン１８がその検知信号に応じた制御信号
１９　　（Ｄｌ、、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４）を出力し　周期
調整回路に送られも　そして周期調整回路の各ＯＲゲー
ト回路２．　３．　４．　５がその時のモータに流れる
電流値に応じて開閉されも　従って、モータに流れる電
流値がある程度大きくなれは　三角波電圧信号の周期が
大きくなり、スイッチング素子３４〜３９の単位時間あ
たりの開閉回数が少なくなａ　またモータに流れる電流
値が所定の値に戻れば　三角波電圧信号の周期も基に戻
る事となム第４図は本発明の第２の実施例における電流
検知部を示す。この第２の実施例ではスイッチング素子
部４７の流入電流値を検知するための検知回路２０が設
けられており、スイッチング素子部４７の流入電流値に
応じた検知信号がマイコン１８のＡ／Ｄ変換端子に入力
すム　マイコン１８は上記検知信号に基づいて４ビツト
の制御信号１つを出力すム 第５図は本発明の第３の実施例における電流検知部を示
す。この第３の実施例では余波整流回路３１の流入電流
値を検知するための検知回路２１が設けられており、こ
の検知信号がマイコン１８のＡ／Ｄ変換端子に人力すム 第６図は本発明の第４の実施例を示す。この第４の実施
例で（よ　平滑コンデンサ３３の両端電圧を検知する為
の検出回路２２が設けられており、平滑コンデンサ３３
の両端電圧値に応じた検知信号がマイコン１８のＡ／Ｄ
変換端子に入力す本発明の効果 以上のように本発明は　三角波電圧発生部に三角波の周
期を変化させる為の周期調整手段を設けるととも番ミ　
　スイッチング素子に流れる電流の大きさを検知するた
めの検知手段を設け、上記検知手段の検知出力に従って
上記周期調整手段を制御するように構成した事により、
スイッチング素子に流れる電流が大きくなった時に上記
三角波の周波数を低くする事により、上記スイッチング
素子の単位時間当りのスイッチング動作の回数を少なく
する事が出火　従って何等かの原因でスイッチング素子
に流れる電流が増加しようとしてｋ　上記スイッチング
素子の発熱を抑える事が可能となム

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における電源装置の要部
回路図　第２図および第３図は第１図に示す回路の動作
を示すタイミングチャート、第４図は本発明の第２の実
施例における電源装置の検知部を示す回路図、第５図は
本発明の第３の実施例における電源装置の検知部を示す
回路図　第６図は本発明の第４の実施例における電源装
置の検知部を示す回路＠　第７図は従来の電源装置の概
略構成医　第８図は同電源装置の動作を説明するための
説明医　第９図は同電源装置の制御回路の回路図　第１
０図は同インバータ電源装置の三角波発生回路の回路図
であム １：　カウンタ ２、　３．　４．　５＋　　ＯＲゲート回路６：　　Ａ
ＮＤ回路 ９．１０：　　アップダウンカウンタ １１コ　ＡＮＤ回路　　　　１３：ＯＲ回路１２：Ｒｓ
フリップフロップ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直流電源に直列に接続された第１および第２のスイッチ
   ング素子を備えるとともに上記第１および第２のスイッ
   チング素子の接続点の電圧を負荷装置へ供給するように
   構成されたスイッチ部と、三角波電圧を生成する三角波
   電圧発生部と、交流電圧を生成する交流電圧発生部と、 上記三角波電圧発生部からの三角波電圧と上記交流電圧
   発生部からの交流電圧とを比較し 一方が他方を越えた時に反転するＰＷＭ波信号を生成す
   る比較器と、 上記比較器からのＰＷＭ波信号によって上記第１および
   第２のスイッチング素子を交互にオンさせるドライブ回
   路とを備え 上記三角波電圧発生部に三角波の周期を変化させる為の
   周期調整手段を設け、 上記スイッチング素子に流れる電流の大きさを検知する
   ための検知手段を設け、 上記検知手段の検知出力に従って上記周期調整手段を制
   御するように構成した事を特徴とする電源装置。