JPS61247291A - インダクシヨンモ−タ用駆動回路 - Google Patents
インダクシヨンモ−タ用駆動回路Info
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- JPS61247291A JPS61247291A JP60255148A JP25514885A JPS61247291A JP S61247291 A JPS61247291 A JP S61247291A JP 60255148 A JP60255148 A JP 60255148A JP 25514885 A JP25514885 A JP 25514885A JP S61247291 A JPS61247291 A JP S61247291A
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- motor
- switch
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/28—Controlling the motor by varying the switching frequency of switches connected to a DC supply and the motor phases
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、かご形インダクションモータ（ＳＣＩＭ）あ
るいは巻線形インダクションモータのようなインダクシ
ョンモータ用の駆動回路に関する。
るいは巻線形インダクションモータのようなインダクシ
ョンモータ用の駆動回路に関する。
〔従来の技術及び発明が解決しようとする問題点〕通常
、３相の５０Ｈ２或いは６０Ｈ２電源で作動するかご形
インダクションモータは、はぼ一定のシャフト動作速度
をもっている。シャフトの速度即ちトルクは、専ら電源
周波数を変えることによって広い範囲で制御される。こ
のことは、慣例的には、電源周波数ｆを変えると同時に
電源電圧Ｖを変えて、比Ｖ／ｆを一定に維持しこれによ
ってモータに作動中十分な磁束を常時生じさせることを
確実にする電子制御回路によって行われている。
、３相の５０Ｈ２或いは６０Ｈ２電源で作動するかご形
インダクションモータは、はぼ一定のシャフト動作速度
をもっている。シャフトの速度即ちトルクは、専ら電源
周波数を変えることによって広い範囲で制御される。こ
のことは、慣例的には、電源周波数ｆを変えると同時に
電源電圧Ｖを変えて、比Ｖ／ｆを一定に維持しこれによ
ってモータに作動中十分な磁束を常時生じさせることを
確実にする電子制御回路によって行われている。
Ｖ／ｆの制御は、モータへの所要周波数の矩形波電圧を
発生するインバータブリッジ回路を使用して達成される
。更に、矩形波を高い周波数でチヲッピングし、パルス
幅変調（ＰＷＭ）原理によってオンオフのデユーティサ
イクルを変えることによって、電圧を周波数とともに変
化させている。
発生するインバータブリッジ回路を使用して達成される
。更に、矩形波を高い周波数でチヲッピングし、パルス
幅変調（ＰＷＭ）原理によってオンオフのデユーティサ
イクルを変えることによって、電圧を周波数とともに変
化させている。
最小のモータ損失は、正弦波を矩形波の形にするインバ
ータブリッジ回路で生ずる。しかしながら、このような
制御回路は複雑であり、作るのに費用がかかる。
ータブリッジ回路で生ずる。しかしながら、このような
制御回路は複雑であり、作るのに費用がかかる。
本発明の目的は、簡単な構造で、低コストで作ることの
できる新規のインダクションモータ駆動回路を提供する
ことである。
できる新規のインダクションモータ駆動回路を提供する
ことである。
本発明によれば、インダクションモータ用の駆動回路は
、直流供給源に接続するための接続手段と、モータの各
相と関連して電流をモータに供給するための接続手段に
接続される各スイッチ手段と、前記接続手段を介して供
給される電流を感知するための感知手段と、所要のモー
タ速度に応じて変えられる基本周波数でモータの各相に
交番電流を供給するよう前記スイッチ手段を切換え、さ
らに、モータの少なくとも低速動作中、前記基本周波数
での切換えの各サイクルにおいて前記スイッチ手段を高
周波数で更に切換えるための速度制御手段とを有し、該
速度制御手段は感知手段に作動的に接続され、感知手段
で感知される電流に応じて高周波数の切換え中、前記ス
イッチ手段を切換える。
、直流供給源に接続するための接続手段と、モータの各
相と関連して電流をモータに供給するための接続手段に
接続される各スイッチ手段と、前記接続手段を介して供
給される電流を感知するための感知手段と、所要のモー
タ速度に応じて変えられる基本周波数でモータの各相に
交番電流を供給するよう前記スイッチ手段を切換え、さ
らに、モータの少なくとも低速動作中、前記基本周波数
での切換えの各サイクルにおいて前記スイッチ手段を高
周波数で更に切換えるための速度制御手段とを有し、該
速度制御手段は感知手段に作動的に接続され、感知手段
で感知される電流に応じて高周波数の切換え中、前記ス
イッチ手段を切換える。
このような回路は、パルス幅変調原理で動作する在来の
回路よりもはるかに簡単に実現することができる。この
回路は、本来矩形波電流を作ることができて、正弦波電
流を作らなくても良いし或いは比Ｖ／ｆを一定に維持す
るように周波数および電圧を制御しなくとも良い。
回路よりもはるかに簡単に実現することができる。この
回路は、本来矩形波電流を作ることができて、正弦波電
流を作らなくても良いし或いは比Ｖ／ｆを一定に維持す
るように周波数および電圧を制御しなくとも良い。
速度制御手段は高周波数での切換え中、感知された電流
が予め設定された制限値以上に上昇するときにはスイッ
チ手段をオフに切換え、感知された電流が制限値以下に
下がるときには、スイッチ手段がオフに切換わりてから
好ましくは僅かの期間経過後、スイッチ手段をオンに切
換えるように、スイッチ手段を制御するのが都合良い。
が予め設定された制限値以上に上昇するときにはスイッ
チ手段をオフに切換え、感知された電流が制限値以下に
下がるときには、スイッチ手段がオフに切換わりてから
好ましくは僅かの期間経過後、スイッチ手段をオンに切
換えるように、スイッチ手段を制御するのが都合良い。
例えば、スイッチ手段は、感知された電流に比例する値
と予め設定された制限値とを比較してこの比較に応じて
制御出力を供給するためのコンパレータを有している。
と予め設定された制限値とを比較してこの比較に応じて
制御出力を供給するためのコンパレータを有している。
接続手段に接続された抵抗の両端間の電圧降下量を感知
するよう感知手段を構成するのが良い。
するよう感知手段を構成するのが良い。
速度制御手段は、電圧−周波数変換装置からなるのが良
く、該変換装置はこの入力側に加えられる電圧に比例し
所要のモータ速度に応じた周波数をもつ矩形波を発生す
る。
く、該変換装置はこの入力側に加えられる電圧に比例し
所要のモータ速度に応じた周波数をもつ矩形波を発生す
る。
本発明の好ましい実施例では、モータの各相と関連した
スイッチ手段は２つのスイッチ要素からなり、該２つの
スイッチ要素は直列に接続されモータの関連する巻線に
共通した点で接続可能である。この場合に、速度制御手
段は基本周波数での切換え中、各スイッチ要素が１サイ
クルの１／３の期間中オンであり、各スイッチ手段の２
つのスイッチ要素のオンにある期間が１サイクルの１／
６の間隔で区切られているようにスイッチ手段を制御す
るよう構成されているのが好ましい。更に、高周波数で
の切換え中、速度制御手段は各スイッチ手段の２つのス
イッチ要素のうちの１つだけを高い周波数で切換えるの
が都合良い。
スイッチ手段は２つのスイッチ要素からなり、該２つの
スイッチ要素は直列に接続されモータの関連する巻線に
共通した点で接続可能である。この場合に、速度制御手
段は基本周波数での切換え中、各スイッチ要素が１サイ
クルの１／３の期間中オンであり、各スイッチ手段の２
つのスイッチ要素のオンにある期間が１サイクルの１／
６の間隔で区切られているようにスイッチ手段を制御す
るよう構成されているのが好ましい。更に、高周波数で
の切換え中、速度制御手段は各スイッチ手段の２つのス
イッチ要素のうちの１つだけを高い周波数で切換えるの
が都合良い。
本発明をより完全に理解することのできるために、以下
、添付図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明し
よう。
、添付図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明し
よう。
第１図の回路図を参照すると、この回路は、交流電源１
と、電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する全波ブ
リッジ整流器２と、直流線路電圧を平滑化するコンデン
サ３と、インバータブリッジ４と、３相のかご形インダ
クションモータ５とを有している。インバータブリッジ
４は、６つのブリッジスイッチＴ１乃至Ｔ６からなり、
該ブリッジスイッチで１乃至Ｔ６は順次オンオフし、こ
れによってモータへの３相の矩形波電圧を作る。
と、電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する全波ブ
リッジ整流器２と、直流線路電圧を平滑化するコンデン
サ３と、インバータブリッジ４と、３相のかご形インダ
クションモータ５とを有している。インバータブリッジ
４は、６つのブリッジスイッチＴ１乃至Ｔ６からなり、
該ブリッジスイッチで１乃至Ｔ６は順次オンオフし、こ
れによってモータへの３相の矩形波電圧を作る。
シーケンスコントローラ６はブリッジスイッチＴ１乃至
Ｔ６の切換えを制御する。回路は、さらに全直流線路電
流を感知するのに用いられる抵抗７を有している。
Ｔ６の切換えを制御する。回路は、さらに全直流線路電
流を感知するのに用いられる抵抗７を有している。
ブリッジスイッチＴ１乃至Ｔ６の切換えの繰返し速度は
、モータ５に供給される基本周波数、それ故モータ５の
駆動速度を決定する。インバータブリッジ４はそれ自体
は知られており、在来、夫々１２０ｏコンダクシヨン、
１８０°コンダクシヨンと称される２つの方法の一つに
よって駆動される。
、モータ５に供給される基本周波数、それ故モータ５の
駆動速度を決定する。インバータブリッジ４はそれ自体
は知られており、在来、夫々１２０ｏコンダクシヨン、
１８０°コンダクシヨンと称される２つの方法の一つに
よって駆動される。
これは、いずれか一つのブリッジスイッチが完全な１サ
イクルのうちでオンになる期間をいう。ブリッジスイッ
チの切換えをこれらの２つのコンダクションの方法で順
次行わせる仕方を、以下の表に示す。この表は、サイク
ルの６つの連続した部分の各々でオンにあるスイッチを
示している。
イクルのうちでオンになる期間をいう。ブリッジスイッ
チの切換えをこれらの２つのコンダクションの方法で順
次行わせる仕方を、以下の表に示す。この表は、サイク
ルの６つの連続した部分の各々でオンにあるスイッチを
示している。
第１表
更に、モータ５に供給される電圧はまた在来、比Ｖ／ｆ
を一定に維持することを確実にするために、周波数を変
化させると変えられる。これはパルス幅変調（ＰＷＭ）
原理を用いてなされ、この原理によれば、コントローラ
６は高周波数でのＰＷＭ切換えを、ブリッジスイッチＴ
Ｉ乃至Ｔ６の比較的に低周波数での上述した切換えに重
ね合わせる。この結果、モータ５に供給される矩形波電
圧は高周波数でチョッピングされ、オンオフデユーティ
サイクルは周波数に応じて変えられる。
を一定に維持することを確実にするために、周波数を変
化させると変えられる。これはパルス幅変調（ＰＷＭ）
原理を用いてなされ、この原理によれば、コントローラ
６は高周波数でのＰＷＭ切換えを、ブリッジスイッチＴ
Ｉ乃至Ｔ６の比較的に低周波数での上述した切換えに重
ね合わせる。この結果、モータ５に供給される矩形波電
圧は高周波数でチョッピングされ、オンオフデユーティ
サイクルは周波数に応じて変えられる。
理想的には、正弦波を矩形波の形にするのに、モータ損
失を最小にし、トルク振動を生じさせかつモータの性能
、効率を減する低次の高調波を取除くようＰＷＭ切換え
を行うのが望ましい。しかしながら、このようなＰＷＭ
切換えを行うのに必要な回路は複雑であり高価である。
失を最小にし、トルク振動を生じさせかつモータの性能
、効率を減する低次の高調波を取除くようＰＷＭ切換え
を行うのが望ましい。しかしながら、このようなＰＷＭ
切換えを行うのに必要な回路は複雑であり高価である。
第２図は、本発明による駆動回路を示す。この回路は、
在来のＰＷＭ原理以外のものであってさらには比Ｖ／ｆ
を一定に維持させることを要しない技術によってインバ
ータブリッジ４の切換えを制御するシーケンスコントロ
ーラ６を有している。
在来のＰＷＭ原理以外のものであってさらには比Ｖ／ｆ
を一定に維持させることを要しない技術によってインバ
ータブリッジ４の切換えを制御するシーケンスコントロ
ーラ６を有している。
この技術は、正弦波電流を発生するようにはなっておら
ず、矩形波電流を発生する。この技術は、基本的にはブ
リッジスイッチＴＩ乃至Ｔ６の通常のシーケンスに高周
波数での切換えを重ね合わせることからなり、この高周
波数での切換えでは、切換え時期は、ＰＷＭ原理のよう
に予め定められておらず、切換えは電流が予め設定され
た制限値に達するときに起こる。この制限値に達すると
、現在オン状態にあるブリッジスイッチの一方式いは両
方はオフになり、電流は低下する。電流が特定の値まで
（ヒステリシスで）下がるときに一方のスイッチ或いは
各スイッチはオンになり、電流は再び上昇する。
ず、矩形波電流を発生する。この技術は、基本的にはブ
リッジスイッチＴＩ乃至Ｔ６の通常のシーケンスに高周
波数での切換えを重ね合わせることからなり、この高周
波数での切換えでは、切換え時期は、ＰＷＭ原理のよう
に予め定められておらず、切換えは電流が予め設定され
た制限値に達するときに起こる。この制限値に達すると
、現在オン状態にあるブリッジスイッチの一方式いは両
方はオフになり、電流は低下する。電流が特定の値まで
（ヒステリシスで）下がるときに一方のスイッチ或いは
各スイッチはオンになり、電流は再び上昇する。
この技術では、モータ電流を連続してモニタしなければ
ならない。かくして、３つの相のモータ電流を接地レベ
ルで測定することができるかどうかの問題がある。３つ
のモータ巻線は接地電位になく、その結果巻線の電流の
直接の測定を接地レベルに移さなければならないが、こ
れは費用がかかりまた複雑である。このために、全電流
を感知する抵抗７によってモータ電流をモニタすること
が提案された。しかしながら、第３図かられかるように
、この抵抗７を流れる電流は、インバータブリッジ４が
１８０°コンダクシヨンの方法によって制御されるなら
ば１つの相を流れる電流値以上の電流値を表示するだろ
う。かくして、この場合には各相の電流をこの技術によ
って決めることはできない。
ならない。かくして、３つの相のモータ電流を接地レベ
ルで測定することができるかどうかの問題がある。３つ
のモータ巻線は接地電位になく、その結果巻線の電流の
直接の測定を接地レベルに移さなければならないが、こ
れは費用がかかりまた複雑である。このために、全電流
を感知する抵抗７によってモータ電流をモニタすること
が提案された。しかしながら、第３図かられかるように
、この抵抗７を流れる電流は、インバータブリッジ４が
１８０°コンダクシヨンの方法によって制御されるなら
ば１つの相を流れる電流値以上の電流値を表示するだろ
う。かくして、この場合には各相の電流をこの技術によ
って決めることはできない。
さらに第４図を参照すると、これと同じ問題はインバー
タブリッジ４が１２０°コンダクシヨンの方法で制御さ
れるときには生じない。この場合には、ある時刻での抵
抗７の両端間の電圧降下量はモータ５の相電流を表示し
ている。これは、１２０゜コンダクションの方法では、
２つのブリッジスイッチ、即ち、モータに入る電流用の
スイッチと、モータから出る前記電流と同じ電流用のス
イッチとだけがオンになっているからである。
タブリッジ４が１２０°コンダクシヨンの方法で制御さ
れるときには生じない。この場合には、ある時刻での抵
抗７の両端間の電圧降下量はモータ５の相電流を表示し
ている。これは、１２０゜コンダクションの方法では、
２つのブリッジスイッチ、即ち、モータに入る電流用の
スイッチと、モータから出る前記電流と同じ電流用のス
イッチとだけがオンになっているからである。
従って、第２図の回路のコントローラ６はインバータブ
リッジ４を１２０°コンダクシヨンの方法によって制御
する。
リッジ４を１２０°コンダクシヨンの方法によって制御
する。
なお一層簡単化した回路設計は、第２図の回路で１８０
°コンダクシヨンの方法のかわりに１２０゜コンダクシ
ョンの方法を使用することによって達成される。これは
、１８０°コンダクシヨンの方法では、１つのブリッジ
スイッチ（即ちＴＩ）がオフになるときに、相補的なブ
リッジスイッチ（Ｔ４）がただちにオンになるからであ
る。しかしながら、実際にはＴＩがオフになるときとＴ
４がオンになるときとの間にはむだ時間を設けて、Ｔ１
およびＴ４が短期間中同時にオンになってその結果電流
がＴ１およびＴ４を通って直流線路を横切る短絡回路が
生じる可能性を取除かねばならない。
°コンダクシヨンの方法のかわりに１２０゜コンダクシ
ョンの方法を使用することによって達成される。これは
、１８０°コンダクシヨンの方法では、１つのブリッジ
スイッチ（即ちＴＩ）がオフになるときに、相補的なブ
リッジスイッチ（Ｔ４）がただちにオンになるからであ
る。しかしながら、実際にはＴＩがオフになるときとＴ
４がオンになるときとの間にはむだ時間を設けて、Ｔ１
およびＴ４が短期間中同時にオンになってその結果電流
がＴ１およびＴ４を通って直流線路を横切る短絡回路が
生じる可能性を取除かねばならない。
このようなむだ時間を設けるには追加の回路を必要とす
る。対照的に、１２００コンダクシヨンの方法では、相
補的なスイッチの切換え時期の間には６０°の期間があ
り、かくして固有のむだ時間がある。
る。対照的に、１２００コンダクシヨンの方法では、相
補的なスイッチの切換え時期の間には６０°の期間があ
り、かくして固有のむだ時間がある。
第２図および第５図を参照すると、第２図の回路のコン
トローラ６は次のように働く。適当な調節手段（図示せ
ず）で第５図Ｃａ）に示すようにコントローラ６の入力
側の直流電圧レベルを変えることによって所要のモータ
速度を調節する。オン／オフスイッチ１０が閉じられる
ときに、コンデンサ１１は抵抗１２を介してＲＣの時定
数で充電し、その結果コンデンサ電圧が零から増加する
ときに３相モータへの供給周波数が増加する。直流電圧
入力を、電圧−周波数変換装置１３によって第５図（ｂ
）に示すように入力電圧に比例する周波数をもつ矩形波
に変換する。出力の定常周波数は、所要のモータ供給周
波数の６倍である。次いで変換装置１３の出力を用いて
３つのＪ−にフリップフロップからなる６分周リングカ
ウンタ１４にクロック入力する。このカウンタ１４は、
相補的な矩形波の出力信号が第５図（Ｃ）に示すように
各フリップフロップのＱおよび百出方力）ら得られ、か
つ各フリップフロップの出力が第５図（Ｃ） 、 （ψ
および（ｅ）に示すように他のフリップフロップの対応
する出力と１２０’だけずれるような構造になっている
。各矩形波出力の周波数は、カウンタ１４への入力周波
数の１／６であり、これらの出力は１８０°コンダクシ
ヨンに適した形のものであることが認められよう。
トローラ６は次のように働く。適当な調節手段（図示せ
ず）で第５図Ｃａ）に示すようにコントローラ６の入力
側の直流電圧レベルを変えることによって所要のモータ
速度を調節する。オン／オフスイッチ１０が閉じられる
ときに、コンデンサ１１は抵抗１２を介してＲＣの時定
数で充電し、その結果コンデンサ電圧が零から増加する
ときに３相モータへの供給周波数が増加する。直流電圧
入力を、電圧−周波数変換装置１３によって第５図（ｂ
）に示すように入力電圧に比例する周波数をもつ矩形波
に変換する。出力の定常周波数は、所要のモータ供給周
波数の６倍である。次いで変換装置１３の出力を用いて
３つのＪ−にフリップフロップからなる６分周リングカ
ウンタ１４にクロック入力する。このカウンタ１４は、
相補的な矩形波の出力信号が第５図（Ｃ）に示すように
各フリップフロップのＱおよび百出方力）ら得られ、か
つ各フリップフロップの出力が第５図（Ｃ） 、 （ψ
および（ｅ）に示すように他のフリップフロップの対応
する出力と１２０’だけずれるような構造になっている
。各矩形波出力の周波数は、カウンタ１４への入力周波
数の１／６であり、これらの出力は１８０°コンダクシ
ヨンに適した形のものであることが認められよう。
次いで、６つの出力をデコード回路１５に供給する。デ
コード回路１５は、簡単な論理ゲートからなり、該論理
ゲートは第５図（ｆ）、（ロ）、ノンに示すように１８
０°コンダクシヨンの波形をデコードして１２０°コン
ダクシヨンの波形を作るのに用いられる。デコード回路
１５の出力は、バッファ／抑止回路１６に供給される。
コード回路１５は、簡単な論理ゲートからなり、該論理
ゲートは第５図（ｆ）、（ロ）、ノンに示すように１８
０°コンダクシヨンの波形をデコードして１２０°コン
ダクシヨンの波形を作るのに用いられる。デコード回路
１５の出力は、バッファ／抑止回路１６に供給される。
抑止回路は、第２図の回路でＭＯ８電界効果型トランジ
スタの形をしているブリッジスイッチＴＩ乃至Ｔ６を切
換えるように働く。第２図の回路に示したブリッジダイ
オードは、これらのトランジスタの内部寄生ダイオード
である。
スタの形をしているブリッジスイッチＴＩ乃至Ｔ６を切
換えるように働く。第２図の回路に示したブリッジダイ
オードは、これらのトランジスタの内部寄生ダイオード
である。
抵抗７の両端間の電圧はモータ電流を表示し、コンパレ
ータ１７はこの電圧と、予め設定された基準の抵抗１８
によって決められる制限電圧とを比較する。これらの電
圧は実際には電流レベルを表示している。モータ電流が
基準レベル以下であるときには、コンパレータの出力は
バッファ／抑止回路１６には影響を及ぼさない。しかし
ながら、モータ電流が予め設定された制限値に達すると
きには、コンパレータの出力は状態を変えて上側のブリ
ッジスイッチＴＩ 、Ｔ５およびＴ３へのバッファ／抑
止回路１６の出力を遮断する。但し、下側のブリッジス
イッチＴ４ 、Ｔ２およびＴ６へのバッファ／抑止回路
１６の出力には影響を及ぼさない。かくして、１２００
コンダクシヨンデコ一ド回路１５からの出力波形によっ
て決められて目下オンにある上側のブリッジスイッチは
オフになり、抵抗７を流れる電流は減少する。し力）る
後、ごく僅かの時間経過後コンパレータのヒステリシス
によって決まるあるレベルのところでコンパレータは再
び状態を変え、かくして上側のブリッジスイッチＴ１、
’Ｔ５およびＴ３へのバッファ／抑止回路１６の出力の
遮断を解除する。従って、これらのスイッチのうちの適
当な一つがオンになり負荷電流が再び上昇する。
ータ１７はこの電圧と、予め設定された基準の抵抗１８
によって決められる制限電圧とを比較する。これらの電
圧は実際には電流レベルを表示している。モータ電流が
基準レベル以下であるときには、コンパレータの出力は
バッファ／抑止回路１６には影響を及ぼさない。しかし
ながら、モータ電流が予め設定された制限値に達すると
きには、コンパレータの出力は状態を変えて上側のブリ
ッジスイッチＴＩ 、Ｔ５およびＴ３へのバッファ／抑
止回路１６の出力を遮断する。但し、下側のブリッジス
イッチＴ４ 、Ｔ２およびＴ６へのバッファ／抑止回路
１６の出力には影響を及ぼさない。かくして、１２００
コンダクシヨンデコ一ド回路１５からの出力波形によっ
て決められて目下オンにある上側のブリッジスイッチは
オフになり、抵抗７を流れる電流は減少する。し力）る
後、ごく僅かの時間経過後コンパレータのヒステリシス
によって決まるあるレベルのところでコンパレータは再
び状態を変え、かくして上側のブリッジスイッチＴ１、
’Ｔ５およびＴ３へのバッファ／抑止回路１６の出力の
遮断を解除する。従って、これらのスイッチのうちの適
当な一つがオンになり負荷電流が再び上昇する。
１２０°コンダクシヨンの上述した説明から、２つのブ
リッジスイッチ、即ち、上側のスイッチＴＩ。
リッジスイッチ、即ち、上側のスイッチＴＩ。
Ｔ５およびＴ３のうちの１つと下側のスイッチＴ４゜Ｔ
２およびＴ６のうちの１つとがいつも同時にオンにある
ことが認められよう。ある時刻でオンにある２つのスイ
ッチのうちで、電流制限技術によってオンオフになるの
はいつも上側のスイッチである。更に、上側のブリッジ
スイッチの電流制限切換えは、デコード回路１５の出力
によって決まるこれらのスイッチの１２００切換えに重
ね合わされる。
２およびＴ６のうちの１つとがいつも同時にオンにある
ことが認められよう。ある時刻でオンにある２つのスイ
ッチのうちで、電流制限技術によってオンオフになるの
はいつも上側のスイッチである。更に、上側のブリッジ
スイッチの電流制限切換えは、デコード回路１５の出力
によって決まるこれらのスイッチの１２００切換えに重
ね合わされる。
バッファ／抑止回路１６は、０ＭＯ８論理ゲートからな
り、０ＭＯ８論理ゲートは、下側のブリッジスイッチＴ
４ 、Ｔ２ 、Ｔ６を直接に制御し、夫々移行段１９，
２０．２１を介して上側のブリッジスイッチＴ１、Ｔ５
．Ｔ３を制御する。全てのブリッジスイッチはＮチャン
ネル型デバイスとして示されているが、上側のスイッチ
はＮチャンネル型デバイスでも良いし、或いはＰチャン
ネル型デバイスでも良い。更に、全てのスイッチはバイ
ポーラトランジスタであっても良い。
り、０ＭＯ８論理ゲートは、下側のブリッジスイッチＴ
４ 、Ｔ２ 、Ｔ６を直接に制御し、夫々移行段１９，
２０．２１を介して上側のブリッジスイッチＴ１、Ｔ５
．Ｔ３を制御する。全てのブリッジスイッチはＮチャン
ネル型デバイスとして示されているが、上側のスイッチ
はＮチャンネル型デバイスでも良いし、或いはＰチャン
ネル型デバイスでも良い。更に、全てのスイッチはバイ
ポーラトランジスタであっても良い。
第２図の回路によってモータの一つの相に生ずる典型的
な電流波形を、第６図および第７図に示す。第６図は、
低い繰返し周波数、即ち遅いモータ速度で生ずる波形を
示す。この波形は、電流制限メカニズムの動作を示して
いる。電流は、予め設定された約２アンペアの制限値に
達し、そのときに上側の適当なスイッチがオフになる。
な電流波形を、第６図および第７図に示す。第６図は、
低い繰返し周波数、即ち遅いモータ速度で生ずる波形を
示す。この波形は、電流制限メカニズムの動作を示して
いる。電流は、予め設定された約２アンペアの制限値に
達し、そのときに上側の適当なスイッチがオフになる。
約２５０マイクロ秒の後にブリッジスイッチは再びオン
になり、電流が上昇し、予め設定された制限値に再び達
してこのメカニズムが繰り返される。第７図は、高い繰
返し周波数即ち速いモータ速度での波形を示す。この場
合に、周波数は、高い巻線リアクタンスと大きなモータ
逆起電力とによって電流制限が生じないようなものであ
る。かくして、波形ハ、在来の１２０°コンダクシヨン
の波形に対応している。
になり、電流が上昇し、予め設定された制限値に再び達
してこのメカニズムが繰り返される。第７図は、高い繰
返し周波数即ち速いモータ速度での波形を示す。この場
合に、周波数は、高い巻線リアクタンスと大きなモータ
逆起電力とによって電流制限が生じないようなものであ
る。かくして、波形ハ、在来の１２０°コンダクシヨン
の波形に対応している。
第２図の駆動回路は、簡単な構造のものであり広範囲の
用途用に比較的に低コストで作ることができる。適当な
用途例は、例えばビールのポンプ装置に用いられるよう
な小さな圧縮機とポンプとを駆動するものである。モー
タは停止状態から開始し、７０００ ｒ 、 ｐ 、ｍ
まで迅速に速度を上げ、一定の速度を維持し、次いで
オフ状態に切換えられる。７０００ ｒ 、 ｐ 、ｍ
（１２５Ｈｚのブリッジ出力周波数を表わしている）
では、電流チョッピングは普通の負荷状態の下で生じな
い。このときにモータ電流の波形は、在来のインバータ
ブリッジ回路から得られる電流波形に非常に良く似てい
る。かくして動作中この矩形波電流によって熱として散
逸されるモータ損失は最小になる。
用途用に比較的に低コストで作ることができる。適当な
用途例は、例えばビールのポンプ装置に用いられるよう
な小さな圧縮機とポンプとを駆動するものである。モー
タは停止状態から開始し、７０００ ｒ 、 ｐ 、ｍ
まで迅速に速度を上げ、一定の速度を維持し、次いで
オフ状態に切換えられる。７０００ ｒ 、 ｐ 、ｍ
（１２５Ｈｚのブリッジ出力周波数を表わしている）
では、電流チョッピングは普通の負荷状態の下で生じな
い。このときにモータ電流の波形は、在来のインバータ
ブリッジ回路から得られる電流波形に非常に良く似てい
る。かくして動作中この矩形波電流によって熱として散
逸されるモータ損失は最小になる。
第２図の回路はまた、異なる作動速度を必要とする用途
、例えば洗濯速度が５２ｒ、ｐ、ｍ であり、スピン速
度が１００Ｏｒ 、 ｐ 、ｍの洗濯器に適している。
、例えば洗濯速度が５２ｒ、ｐ、ｍ であり、スピン速
度が１００Ｏｒ 、 ｐ 、ｍの洗濯器に適している。
この回路では、矩形波電流で５２ｒ、ｐ、ｍを作ること
ができるのに対して、高速での大きなモータリアクタン
スと逆起電力によってこの回路で生ずる第７図に示すよ
うな在来の波形で１００Ｏｒ 。
ができるのに対して、高速での大きなモータリアクタン
スと逆起電力によってこの回路で生ずる第７図に示すよ
うな在来の波形で１００Ｏｒ 。
ｐ、ｍ を作ることができる。この回路はまた、極めて
低い電力の論理素子をさらに必要とする永久磁石モータ
を駆動するのに適している。
低い電力の論理素子をさらに必要とする永久磁石モータ
を駆動するのに適している。
インダクションモータを駆動するのに矩形の相電流と１
２０’コンダクシヨンを用いる利点は、相電流を簡単に
測定および制御しうることにあり、この結果著しく簡単
で安価な電子制御回路で良いことにある。
２０’コンダクシヨンを用いる利点は、相電流を簡単に
測定および制御しうることにあり、この結果著しく簡単
で安価な電子制御回路で良いことにある。
第１図は、従来のかご形インダクションモータ用の駆動
回路の一般的な回路図、 第２図は、本発明の駆動回路の好適な実施例の回路図、 第３図および第４図は、第２図におけるモータ周辺回路
を抽出してその動作を説明する図、第５図は、第２図の
回路で発生する種々の波形を示す波形図、 第６図および第７図は、第２図の回路によってモータの
一つの相に生ずる夫々低速動作中、高速動作中の電流波
形を示す波形図、である。 ６・・・速度制御手段、７・・・感知手段、１３・・・
電圧−周波数変換装置、１７・・・コンパレータ、Ｔｌ
〜Ｔ６・・・スイッチ手段。 出願人代理人 弁理士 飯 塚 義 仁−（ｂ）
回路の一般的な回路図、 第２図は、本発明の駆動回路の好適な実施例の回路図、 第３図および第４図は、第２図におけるモータ周辺回路
を抽出してその動作を説明する図、第５図は、第２図の
回路で発生する種々の波形を示す波形図、 第６図および第７図は、第２図の回路によってモータの
一つの相に生ずる夫々低速動作中、高速動作中の電流波
形を示す波形図、である。 ６・・・速度制御手段、７・・・感知手段、１３・・・
電圧−周波数変換装置、１７・・・コンパレータ、Ｔｌ
〜Ｔ６・・・スイッチ手段。 出願人代理人 弁理士 飯 塚 義 仁−（ｂ）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流供給源に接続するための接続手段と、モータの
各相と関連し、電流をモータに供給するための接続手段
に接続される各スイッチ手段と、前記接続手段を介して
供給される電流を感知するための感知手段と、所要のモ
ータ速度に応じて変えられる基本周波数でモータの各相
に交番電流を供給するよう前記スイッチ手段を切換える
ための速度制御手段とを具えるインダクションモータ用
の駆動回路において、 前記速度制御手段（６）は、前記モータの少なくとも低
速動作中、前記基本周波数での切換えの各サイクルにお
いて前記スイッチ手段（Ｔ１乃至Ｔ６）を高周波数で更
に切換えるものであり、該速度制御手段（６）は、前記
高周波数での切換え中前記感知手段（７）によって感知
される電流に応じて前記スイッチ手段（Ｔ１乃至Ｔ６）
を切換えるように感知手段（７）に作動的に接続されて
いることを特徴とするインダクションモータ用の駆動回
路。 ２、速度制御手段（６）は、高周波数での切換え中、感
知された電流が予め設定された制限値以上に上昇すると
きにスイッチ手段（Ｔ１乃至Ｔ６）をオフに切換え、感
知された電流が制限値以下に下がるときに該スイッチ手
段をオンに切換えるように、前記スイッチ手段（Ｔ１乃
至Ｔ６）を制御することを特徴とする特許請求の範囲第
１項に記載の駆動回路。 ３、速度制御手段（６）は、スイッチ手段（Ｔ１乃至Ｔ
６）がオフに切換わってから僅かの時間経過後感知され
た電流が制限値以下に下がるときに該スイッチ手段をオ
ンに切換えることを特徴とする特許請求の範囲第２項に
記載の駆動回路。 ４、感知手段（７）は、感知された電流に比例する値と
予め設定された値とを比較してこの比較の結果に応じて
制御出力を供給するためのコンパレータ（１７）を有し
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第３
項のいずれかに記載の駆動回路。 ５、感知手段（７）は、接続手段に接続された抵抗の両
端間の電圧降下を感知することを特徴とする特許請求の
範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載の駆動回路。 ６、速度制御手段（６）は、電圧−周波数変換装置（１
３）を有し、該変換装置（１３）はこれの入力側に加え
られた電圧に比例し所要のモータ速度に応じた周波数を
もつ矩形波出力を発生することを特徴とする特許請求の
範囲第１項乃至第５項のいずれかに記載の駆動回路。 ７、モータの各相と関連したスイッチ手段は、直列に接
続されかつモータの関連する巻線に共通した点で接続可
能な２つのスイッチ要素（Ｔ１、Ｔ４；Ｔ５、Ｔ２；Ｔ
３、Ｔ６）からなることを特徴とする特許請求の範囲第
１項乃至第６項のいずれかに記載の駆動回路。 ８、速度制御手段（６）は、基本周波数での切換え中、
各スイッチ要素が１サイクルの１／３の期間中オンであ
り、各スイッチ手段の２つのスイッチ要素（Ｔ１、Ｔ４
；Ｔ５、Ｔ２；Ｔ３、Ｔ６）のオンである期間が１サイ
クルの１／６の間隔で区切られるようにスイッチ手段（
Ｔ１乃至Ｔ６）を制御することを特徴とする特許請求の
範囲第７項に記載の駆動回路。 ９、速度制御手段（６）は、高周波数での切換え中、各
スイッチ手段の２つのスイッチ要素（Ｔ１、Ｔ４；Ｔ５
、Ｔ２；Ｔ３、Ｔ６）の一方だけを高周波数で切換える
ようにスイッチ手段（Ｔ１乃至Ｔ６）を制御することを
特徴とする特許請求の範囲第７項又は第８項に記載の駆
動回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8429450 | 1984-11-21 | ||
| GB08429450A GB2167251B (en) | 1984-11-21 | 1984-11-21 | Induction motor drive circuits |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61247291A true JPS61247291A (ja) | 1986-11-04 |
Family
ID=10570072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60255148A Pending JPS61247291A (ja) | 1984-11-21 | 1985-11-15 | インダクシヨンモ−タ用駆動回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4672286A (ja) |
| JP (1) | JPS61247291A (ja) |
| DE (1) | DE3540056A1 (ja) |
| FR (1) | FR2573587A1 (ja) |
| GB (1) | GB2167251B (ja) |
| IT (1) | IT1186203B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63148819A (ja) * | 1986-11-26 | 1988-06-21 | エルサグ・インターナショナル・ビー・ブイ | 交流制御器用電流欠陥検出装置 |
| JPS63198600A (ja) * | 1987-02-13 | 1988-08-17 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバ−タの制御方式 |
| CN102361431A (zh) * | 2011-10-19 | 2012-02-22 | 安徽鑫龙电器股份有限公司 | 一种双速电机控制器及其控制方法 |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR900008794B1 (ko) * | 1986-06-11 | 1990-11-29 | 티 디 케이 가부시끼가이샤 | 방전 램프장치 |
| US4875000A (en) * | 1986-11-26 | 1989-10-17 | The Babcock & Wilcox Company | Current fault detection system and method for AC controller |
| US4914371A (en) * | 1986-12-09 | 1990-04-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for controlling AC servo motor |
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| US4988939A (en) * | 1989-08-04 | 1991-01-29 | Thor Technology Corporation | Electric motor with variable commutation delay |
| DE4102893A1 (de) * | 1991-01-31 | 1992-08-06 | Siemens Ag | Pulsweitenmodulierter drehstromumrichter |
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| US6639338B1 (en) * | 2000-09-06 | 2003-10-28 | Lambert Haner | Controlled reluctance AC induction motor |
| US7030531B2 (en) * | 2000-09-06 | 2006-04-18 | Lambert Haner | Controlled reluctance AC induction motor |
| KR20040095218A (ko) * | 2002-02-09 | 2004-11-12 | 유규 황 | Ａｃ 유도 전동기 패턴의 스위칭 |
| JP4549159B2 (ja) * | 2004-11-05 | 2010-09-22 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 巻線型誘導電動機の制御装置 |
| EP1988626A1 (de) * | 2007-05-04 | 2008-11-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Überlastschutzschaltung |
| US7589483B2 (en) * | 2007-06-07 | 2009-09-15 | Fisher & Paykel Applicances Limited | Motor control |
| US9628002B2 (en) * | 2013-03-13 | 2017-04-18 | Cirrus Logic, Inc. | Circuit and method for detecting missed commutation of a brushless DC motor |
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| DE1638608C3 (de) * | 1967-09-22 | 1973-12-06 | Siemens Ag, 1000 Berlin U. 8000 Muenchen | Verfahren zum Betrieb eines Strom nchters |
| US3694718A (en) * | 1970-10-19 | 1972-09-26 | Gen Electric | Methods of inverter voltage control by superimposed chopping |
| US3775651A (en) * | 1971-12-17 | 1973-11-27 | Gen Electric | Power system overcurrent protection means utilizing voltage adjustment |
| US4207510A (en) * | 1978-01-16 | 1980-06-10 | Sri International | Control method and means for efficient operation of brushless d-c motors over a wide range of operating conditions |
| US4352152A (en) * | 1980-01-11 | 1982-09-28 | Hybricon Inc. | High speed non-saturating inverter |
| CH664654A5 (fr) * | 1981-12-18 | 1988-03-15 | Cerac Inst Sa | Procede et dispositif pour la commande d'un moteur a courant alternatif sans balai. |
| US4459535A (en) * | 1982-07-29 | 1984-07-10 | Eaton Corporation | H-Switch start-up control and frequency converter for variable speed AC motor |
-
1984
- 1984-11-21 GB GB08429450A patent/GB2167251B/en not_active Expired
-
1985
- 1985-10-29 US US06/793,099 patent/US4672286A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-11-12 DE DE19853540056 patent/DE3540056A1/de not_active Withdrawn
- 1985-11-15 JP JP60255148A patent/JPS61247291A/ja active Pending
- 1985-11-18 IT IT22881/85A patent/IT1186203B/it active
- 1985-11-19 FR FR8517046A patent/FR2573587A1/fr not_active Withdrawn
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| JPS63148819A (ja) * | 1986-11-26 | 1988-06-21 | エルサグ・インターナショナル・ビー・ブイ | 交流制御器用電流欠陥検出装置 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2573587A1 (fr) | 1986-05-23 |
| DE3540056A1 (de) | 1986-05-28 |
| GB2167251A (en) | 1986-05-21 |
| GB8429450D0 (en) | 1985-01-03 |
| GB2167251B (en) | 1988-10-05 |
| US4672286A (en) | 1987-06-09 |
| IT8522881A0 (it) | 1985-11-18 |
| IT1186203B (it) | 1987-11-18 |
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