DE3540056A1

DE3540056A1 - Steuerschaltung fuer asynchronmotoren

Info

Publication number: DE3540056A1
Application number: DE19853540056
Authority: DE
Inventors: Barry Wayne Acton London Williams
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1984-11-21
Filing date: 1985-11-12
Publication date: 1986-05-28
Also published as: GB2167251B; FR2573587A1; GB8429450D0; JPS61247291A; US4672286A; GB2167251A; IT8522881A0; IT1186203B

Description

Steuerschaltung für Asynchronmotoren

Die Erfindung betrifft Steuerschaltungen für Asynchronmotoren, wie Käfiganker-Asynchronmotoren oder Wickelanker-Asynchronmotoren .

Normalerweise weist die Welle eines Käfiganker-Asynchronmotors, der mit einer dreiphasigen (30) Netzspannung von 50Hz oder 60Hz gespeist wird, praktisch eine feste Drehzahl auf. Die Wellendrehzahl und damit das entstehende Drehmoment kann wirksam in einem großen Bereich nur durch Veränderung der Speisefrequenz wirksam gesteuert werdei. üblicherweise erfolgt dies durch eine elektronische Steuerschaltung, welche die Speisespannung V gleichzeitig mit der Speisefrequenz f verändert, um das Verhältnis V/f konstant zu halten und damit sicherzustellen, daß der Motor im Betrieb stets voll erregt ist. Die Steuerung V/f erfolgt durch einen Wechselrichter, der eine Rechteckspannung von der erforderlichen Frequenz für den Motor erzeugt. Außerdem ändert sich die Spannung mit der Frequenz, indem die Rechteckspannung bei hoher Frequenz zerhackt wird und der Ein-Aus-Zyklus in Abhängigkeit von der Pulsbreitenmodulation verändert wird. Minimale Motorverluste treten auf, wenn der Wechselrichter für eine Sinuswelle eine Rechteckwellendarstellung erzeugt.

Eine solche Steuerschaltung ist jedoch kompliziert und teuer in der Herstellung.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine neue Steuerschaltung für einen Asynchronmotor von einfachem Aufbau zu schaffen, der billig herzustellen ist.

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Erfindungsgemäß ist eine Steuerschaltung für einen Asynchronmotor vorgesehen, gekennzeichnet durch einen Anschluß für die Verbindung mit einer Gleichstromquelle, entsprechende einer jeden Phase des Motors zugeordnete Schaltmittel, die mit dem Anschluß verbunden sind, um den Motorstrom zuzuführen, Meßmittel zum Messen des über den Anschluß dem Motor eingespeisten Stromes sowie eine Drehzahlsteuerung, welche die Schaltmittei schaltet, um einer jeden Phase des Motors einen Wechselstrom mit einer Grundfrequenz einzuspeisen, die in Abhängigkeit von der Solldrehzahl des Motors verändert werden kann und, mindestens solange der Motor langsam läuft, die Schaltmittel zusätzlich bei hoher Frequenz während eines jeden Zyklus der Grundfrequenzscnaltung zu schalten, wobei die Drehzahlsteuerung m-t dem Meßmittel in Wirkvtrbindung steht und die Schaltmittel während der Hochfrequenzschaltung in Abhängigkeit von dem vom Meßmittel gemessenen Strom schaltet.

So eine Schaltung läßt sich einfacher bauen als die herkömmliche mit Pulsbreitenmodulation arbeitende Schaltung. Die Schaltung kann xm wesentlichen einen Rechteckstrom erzeugen und braucht keinen sinusförmigen Strom zu bilden oder zu versuchen, die Frequenz und Spannung so zu steuern, daß das Verhältnis V/f konstant bleibt.

Zweckmäßigerweise steuert die Drehzahlsteuerung die Schaltmittel während der Hochfrequenzschaltung, um die Schaltmittel abzuschalten, wenn der gemessene Strom einen Sollgrenzwert überschreitet und, um die Schaltmittel einzuschalten, wenn der Iststrom unter einen Grenzwert abfällt, vorzugsweise nachdem seit dem Abschalten der Schaltmittel ein minimales Zeit-

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intervall abgelaufen ist. Die Schaltmittel weisen vorzugsweise eine Vergleichsschaltung zum Vergleichen eines dem gemessenen Strom proportionales Wertes mit einem Sollgrenzwert auf, und zum Erzeugen eines Steuerausgangssignals in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs. Das Meßmittel kann den Spannungsabfall an einem mit dem Anschluß verbundenen Widerstand messen.

Dio Drehzahlsteuerung kann einen Spannungs-Frequenzurv.oetzer aufweisen, der ein Rechteckausgangssignal erzeugt, dessen Frequenz in Abhängigkeit von der Solldrehzahl proportional einer Spannung ist, die am Eingang des Umsetzers anliegt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist das einer jeden Phase des Motors zugeordnete Schaltmittel zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente auf, die an ihrem gemeinsamen Knotenpunkt mit der zugeordneten Motorwicklung verbunden sind. In diesem Falle steuert die Drehzahlsteuerung vorzugsweise die Schaltmittel während der Grundfrequenzschaltung, so daß jedes Schaltelement während eines Drittels eines Zyklus eingeschaltet ist, wobei die Perioden, in welchen die beiden Schaltelemente eines jeden Schaltmittels eingeschaltet sind, durch das Intervall eines Sechstelseines Zyklus getrennt sind. Während der Hochfrequenzschaltung schaltet außerdem die Drehzahlsteuerung zweckmäßigerweise nur eines der beiden Schaltelemente eines jeden Schaltmittels bei hoher Frequenz.

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die

Zeichnungen zeigen:

Figur 1 ein allgemeines Schaltbild einer Steuerschaltung für einen Käfiganker-Asynchronmotor;

Figur 2 ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen

Steuerschaltung;

Figuren 3 und 4 erläuternde Schaltbilder;

Figur 5 verschiedene von der Schaltung der

Figur 2 erzeugte Wellenformen;

Figuren 6 und 7 die in einer Phase des Motors durch die

Schaltung der Figur 2 während des Langsamlaufs und des Schnellaufs erzeugte

Stromwellenform.

Im allgemeinen Schaltbild der Figur 1 weist diese Schaltung einen Wechselspannungseingang 1, einen VoIlwellengleichrichter 2, der die Wechselspannung vom Eingang 1 in eine Gleichspannung umsetzt, einen Glättungskondensator 3, einen Zerhacker 4 sowie einen Dreiphasen-Käfigankermotor 5 auf. Der Zerhacker 4 umfaßt sechs Brückenschalter T1 bis T6, die der Reihe nach ein- und ausgeschaltet werden, wodurch am Motor 5 eine dreiphasige Rechteckspannung anliegt. Eine logische Steuerschaltung 6 steuert das Schalten der Brückenschalter T1 bis T6, und die Schaltung weist auch noch einen Widerstand 7 auf, der zum Messen des gesamten geglätteten Gleichstroms dient.

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Die Frequenz, mit der die Brückenschalter T1 bis T6 schalten, bestimmt die dem Motor 5 eingespeiste Grundfrequenz und daher die Drehzahl, mit welcher der Motor läuft. Der Zerhacker 4, der allgemein bekannt ist, wird herkömmlicherweise durch eine von zwei Verfahren gesteuert, nämlich mit 120°-Phase und 18O°-Phase. Dies gilt für die Zeit, in der einer der Brückenschalter während eines vollständigen Zyklus leitet. Die Art, in der das Schalten der Brückenschalter bei diesen zwei Phasenverfahren gesteuert wird, ist in den nachstehenden Tabellen angegeben, welche diejenigen Schalter zeigen, die in jedem der sechs aufeinanderfolgenden Abschnitte eines Zyklus eingeschaltet sind.

I₂ T₃ Ti ^T2

₂ T₃

2 T₂ T₃ T₄ T₂

3 Tj T₄ T₅ T₃

4 \ ¹S ^T6

5 T₅ ^T6 ^T1

6 ^Τ6 ^Τ1 ^Τ2 ^Χ6 ^Α1

80° -Phase 120°-Phase

Gewöhnlich wird auch die Speisespannung für den Motor nut der Frequenz verändert, um sicherzustel_en, daß das Verhältnis V/f konstant bleibt. Dies erfolgt mit Impulsbreitenmodulation, wobei dem obigen verhältnismäßig niederfrequenten Umschalten der Brückenschalter T¹ bis T6 ein hochfrequentes impulsbreitenmoduliertes Umschalten überlagert wird. Dies ergibt eine Rechteck-

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eingangsspannung für den Motor 5, die bei hoher Frequenz zerhackt wird, wobei der Ein-Aus-Zyklus in Abhängigkeit von der Frequenz verändert wird.

Idealerweise erzeugt das impulsbreitenmodulierte Umschalten eine Rechteckdarstellung einer Sinuswelle, wodurch die Motorverluste weitgehend herabgesetzt werden und niedrige Harmonische vermieden werden, die sonst Drehmomentschwingungen erzeugen würden und Leistung und Wirkungskraft des Motors beeinträchtigen würden. Die für ein impulsbreitenmoduliertes Umschalten erforderliche Schaltung ist jedoch sowohl kompliziert als auch teuer.

Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäße Steuerschaltung. Diese Schaltung weist einen logischen Steuerkreis 6 auf, der das Umschalten der Zerhacker 4 nicht mit der herkömmlichen Impulsbreitenmodulation bewirkt und außerdem nicht erfordert, daß das Verhältnis V/f konstant bleibe. Dieses Verfahren versucht nicht einen sinusförmigen, sondern einen rechteckigen Strom zu erzeugen. Im Grunde wird nach dem Verfahren der normalen Folgesteuerung der Brückenschalter T1 bis T6 ein hochfrequentes Umschalten überlagert, wobei die Schaltpunkte nicht wie bei der Impulsbreitenmodulation bestimmt sind, sondern dann erscheinen, wenn der Strom einen vorgegebenen Grenzwert erreicht. Wenn dieser Grenzwert erreicht ist, schalten einer oder beide der gegenwärtig durchsteuernden Brückenschalter ab, wobei der Strom abfällt. Wenn der Strom auf einen bestimmten Punkt (Hysterese) abfällt, schaltet der andere an, wobei der Strom wieder ansteigt.

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Dieses Verfahren beruht auf der laufenden Überwachung des Motorstromes. So ergibt sich die Schwierigkeit, die drei Phasenströme des Motors am Nullpunktpotential zu messen. Die drei Motorwicklungen sind nicht auf Massepotential, so daß jede Direktmessung der Ströme in den Wicklungen auf Massepotential zurückgerechnet werden muß, was sowohl kostspielig als auch kompliziert ist. Aus diesem Grunde wird vorgeschlagen, den Motorstrom mit Hilfe des Meßwiderstandes 7 für den Gesamtstrom zu überwachen.

Wie jedoch aus Fig. 3 hervorgeht, stellt der über diesen Widerstand 7 fließende Strom den Strom von mehr als einer Phase dar, wenn der Wechselrichter 4 180°-phasengesteuert wird. So kann mit diesem Verfahren der Strom einer jeden Phase nicht best-immt werden.

tig. 4 zeigt, daß diese Schwierigkeit nicht entsteht, wenn der Wechselrichter 4 120°-phasengesteuert wird. In diesem Falle stellt der Spannungsabfall am Widerstand 7 zu jeder Zeit den Phasenstrom im Motor 5 dar. L>ies ergibt sich daraus, da bei einer Phase von 120. nur jeweils zwei Brückenschalter eingeschaltet sind, d.h. einer für den Speisestrom und der dandere für denselben Ausgangsstrom des Motors.

bomit steuert der Steuerkreis 6 im Schaltbild der Fig. des Wechselrichters 4 mit 120"-Phase.

Eine weitere Vereinfachung der Schaltung ist möglich: wenn statt der Phasensteuerung von 180° die Phasensteuerung mit 120° in Schaltbild der Fig. 2 erfolgt. Wenn nämlich bei der 180°-Phasensteuerung ein Brückenschalter (z.B. T1) abschaltet, schaltet der dazugehörende ^rückenschalter (T4) sofort ein. In der Praxis jedoch muß

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zwischen dem Abschalten von T1 und dem Einschalten von T4 eine Totzeit vorgesehen werden, um jede Möglichkeit zu vermeiden, daß T1 und T4 gleichzeitig während einer kurzen überlappungsperiode eingeschaltet sind, was zu einem Kurzschluß in T1 und T4 am Gleichspannungsanschluß führen würde. Diese Totzeit erfordert weiteren Schaltungsaufwand. Im Gegensatz dazu existiert bei der 120°-Phasensteuerung eine Periode von 60°.zwischen dem Schalten der zusammengehörenden oder Kr '-plementärvorrichtungen, wodurch eine schaltungsbedingte Totzeit entsteht.

Die Arbeitsweise des Steuerkreises 6 im Schaltbild der Figur 2 wird nun anhand der Figuren 2 und 5 erläutert. Die erforderliche Motordrehzahl wird durch Veränderung des Gleichspannungspegels am Eingang der Steuerschaltung 6 durch nicht gezeigte Justiereinrichtungen eingestellt, siehe (a),Figur 5. Wenn der Ein-Aus-Schalter 10 schließt, wird ein Kondensator 11 über einen Widerstand 12 mit einer RC-Zeitkonstante mit der Wirkung aufgeladen, daß die dreiphasige Speisefrequenz für den Motor ansteigt, wenn die Kondensatorspannung von Null aus ansteigt. Die Eingangsgleichspannung wird durch einen Frequenzumsetzer 13 in eine Rechteckspannung umgesetzt, deren Frequenz proportional der Eingangsspannung ist, siehe (b), Figur 5. Die eingeschwungene Frequenz am Ausgang beträgt das Sechsfache der erforderlichen Speisefrequenz für den Motor. Die husgangsspannung des Umsetzers 13 dient dann zur Taktsteuerung eines sechsfach-teilenden Rir.jzählers 14 (divide-by-six twisted ring counter) aus drei J-K-Flip-Flops. Der Zähler 14 ist so angeordnet, daß komplementäre Rechteckausgangssignale von den Ausgängen Q und Q eines jeden Flip-Flops erzeugt werden, siehe

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Al

(c), Figur 5, und, daß die Ausgangssignale der einzelnen Flip-Flops um 120° von den entsprechenden Ausgangs-Signalen der anderen I-^ip-Flops versetzt sind, siehe (c), (d) und (e), Figur 5. Die Frequenz eines jeden Rechteckausgangssignals trägt ein Sechstel der Eingangsfrequenz des Zählers 14, wobei die Form dieser Ausgangssignale sich auch für den 180°-Phat>enbetrieb eignet.

Di^ sechs Ausgangssignale liegen dann an einem Dekodierer 15 an, der einfache logische Schaltglieder aufweist die zur Dekodierung der Wellenform der 180°- Phase dienen und 120° Wellenformen erzeugen, siehe (f), (g) und (h), Figur 5. Die Ausgangssignale des Dekodierers 15 liegen an einem Puffer- und Sperrkreis 16 an, der zum Umschalten der Brückenschalter T1 bis T6 dient und als MOS-rFeldeffekt-Transistoren im Schaltbild der Figur 2 gezeigt sind. Die in diesem Kreis gezeigten Brückendioden sind interne fremderregte Dioden (parasitic diodes) dieser Transistoren.

Die am Widerstand 7 anliegende Spannung stellt den Motorstrom dar, und eine Vergleichsschaltung 17 vergleicht diese Spannung mit einer Grenzspannung, die durch einen voreingestellten Bezugswiderstand gegeben wird. Diese Spannungen stellen praktisch Strompegel dar. Wenn der Motorstrom unter einem Bezugspegel liegt, dann beeinflußt das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung den Puffer- und Sperrkreis 16 nicht. Erreicht jedoch der Motorstrom den Sollgrenzwert, dann ändert das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung den Zustand und tastet die Ausgangssignale des Puffer- und Sperrkreises 16 für die oberen Brückenschalter T1, T5 und T3 aus, wobei die Ausgangssignale der

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Ab

unteren Brückenschalter T4, T2 und T6 unbeeinflußt bleiben. So wird der obere Brückenschalter, der in Abhängigkeit von den Ausgangswellenformen des 120°- Phasendekodierkreises 15 eingeschaltet ist, abgeschaltet, wobei der über den Widerstand 7 laufende Strom abnimmt. Danach verändert die Vergleichsschaltung nach einem bestimmten durch die Vergleichsschaltungshysterese gegebenen Pegel und nach einer mirimalen Zeitperiode wieder den Schaltzustand und gibt die Ausgangssignale des Puffer- und Sperrkreises 16 für die oberen Brückenschalter T1, T5 und T3 ^frei. Somit schaltet der entsprechende dieser Schalter ein, und der Laststrom baut sich wieder auf.

Aus der vorgehenden Beschreibung der 120°-Phasensteuerung erhellt, daß nur zwei Brückenschalter stets gleichzeitig eingeschaltet sind, d.h. einer der oberen Schalter T1, T5 und T3 und einer der unteren Schalter T4, T2 und T6. Von den beiden Schaltern, die zu einem Zeitpunkt eingeschaltet sind, ist es stets der obere, der durch das Strombegrenzungsverfahren ein- und ausgeschaltet wird. Außerdem wird das stiombegrenzende Schalten der oberen Brückenschalter dem 120"-Schalten dieser Schalter in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des DekodierXreises 15 überlay^rt.

Der Puffer- und Sperrkreis 16 weist logische CMOS-Glieder auf, welche die unteren Brückenschalter T4, T2 und TG direkt steuern und die oberen Brückenschalter T1, T5 und T3 über die Umsetzerstufen 19, 20 und 21. Obwohl alle Brückenschalter als N-Kanalschalter gezeigt sind, können die oberen Schalter entweder N- oder P-Kanalschalter sein. Außerdem können alle Schalter als Bipolar-Transistoren arbeiten.

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Die Figuren 6 und / zeigen normale Wellenformen, die in einer Phase des Motors durch die Schaltung der Figur 2 erzeugt werden. Figur 6 ist eine bei niederfrequentem Zyklus erzeugte Wellenform, d.h. bei niedriger Motorendrehzahl. Dieser Strom erreicht die Sollgrenze von ca. 2 A, wobei der entsprechende obere Brückenschalter ausschaltet. Nach etwa 250 .»likro-Sekunden schaltet der Brückenschalter wieder ein, der Strom baut sich auf und erreicht wieder die Sollgrenze, so daß der Ablauf wiederholt wird. Figur 7 zeigt eine Wellenform bei einem Zyklus hoher Frequenz uiid hoher Motorendrehzahl. In diesem Falle ist die Frequenz so, daß keine Strombegrenzung wegen der hohen Wicklungsreaktanz und der hohen Motorgegen-EMK eintritt. Somit entspricht die Wellenform der Wellenform der üblichen 12 0°-Phasensteuerung.

Die Steuerschaltung der Figur 2 ist einfach aufgebaut und kann relativ billig für einen großen Bereich von Anwendungen hergestellt werden. Beispiele für entsprechende Anwendungen sind das Steuern kleiner Kompressoren und Pumpen wie sie z.B. für Bierpumpen verwendet werden. Der Motor läuft aus der Ruhestellung an, und gewinnt schnell bi? zu 7000 U/min, bleibt auf ^.ner konstanten Drehzahl und wird dann ausgeschaltet. Bei 7000 U/min (für eine Zerhackerausgangsfrequenz von 125 Hz) erfolgt kein Stromzerhacken unter normalen Lastbedingungen. Die Stromwellenformen des Motors sind dann sehr ähnlich denen eines herkömmlichen Zerhackers. Somit sind auch die infolge dieses P.echteckstromes als Wärme abgegebenen Motorverluste während des Hochlaufs minimal.

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Die Schaltung der Figur 2 eignet sich auch für Anwendungen, bei denen unterschiedliche Betriebsdrehzahlen erforderlich sind, wie z.B. bei Waschmaschinen, bei denen die Waschdrehzahl 52 U/min und die Schleüderdrehzahl 1000 U/min sein kann. Mit dieser Schaltung können 52 U/min mit dem Rechteckstrom erreicht werden, während die 1000 U/min mit der herkömmlichen Wellenform entwickelt werden können, von dieser Schaltung wegen aer erhöhten Motorreaktanz und der Geyen-EMK bei hoher Drehzahl erzeugt werden, wie Figur 7 zeigt. Die Schaltung eignet sich auch zum Steuern von Motoren mit Permanentmagneten, welche die Zuschaltung von ganz wenigen logischen Schwachstromelementen erfordern.

Die Vorteile der Verwendung vom Rechteckphasenstrom und 120°-Phasensteuerung bei der Steuerung eines Asynchronmotors sind eine einfache Phasenstrommessung und Steuerung, welche eine erheblich einfachere und billigere Steuerelektronj.k ergibt.

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Claims

354005a PATENTANSPRÜCHE 5

1. Steuerschaltung für einen Asynchronmotor mit einem Anschluß zur Verbindung mit einer Gleichstromversorgung, mit einer jeden Phase des Motors zugeordneten Schaltmitteln, die an den Anschluß geführt sind, um den Motorstrom einzuspeisen, mit MeErmitteln zum Messen des über den Anschluß zugeführten Stromes sowie einer Drehzahlsteuerung, welche die Schaltmittel umschaltet, um jeder Phase des Motors Wechselstrom auf einer Grundfrequenz zuzuführen, die in Abhängigkeit von der erforderlichen Motordrehzahl verändert werden kann, dadurch gekennzeichnet, daß die Drehzahlsteuerung (6) mindestens während des Langsamlaufs des Motors außerdem noch die Schaltmittel (T1 bis T6) bei hoher Frequenz während eines jeden Zyklus der Grundfrequenzschaltung umschaltet, wobei sie (6) in Wirkverbindung mit den Meßmitteln (7) steht, um die Schaltmittel (T1 bis T6) während des Hochfrequenzschaltens in Abhängigkeit von dem das Meßmittel (7) gemessenen Stromes umzuschalten.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens die Drehzahlsteuerung (6) die Schaltmittel (T1 bis T6) während des Hochfrequenzschaltens steuert, um die Schaltmittel auszuschalten, wenn der gemessene Strom einen Sollgrenzwert übersteigt, und die Schaltmittel einzuschalten, wenn der gemessene Strom unter einen Grenzwert abfällt.

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3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Drehzahlsteuerung (6) die Schaltmittel (T1 bis T6) einschaltet, wenn der gemessene Strom unter einen Minimalwert nach dem Auslaufen eines minimalen Zeitintervalls seit dem Ausschalten der Schaltmittel abfällt.

4. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet ,

das

daß ι Meßmittel (7) eine Vergleichsschaltung (17) aufweist, welche einen dem gemessenen Strom proportionaidi Wert mit einem Sollwert vergleicht und ein Steuerausgangssignal in Abhängigkeit vom Ergebnis dieses Vergleiches erzeugt.

5. Steuerschaltung nach einem der vorhergtuenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß das Meßmittel (7) einen Spannungsabfall an einem an den Anschluß geführten Widerstand mißt.

6. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die Drehzahlsteuerung (6) einen Frequenzumsetzer

(13) aufweist, der ein Rechteckausgangssignal erzeugt, dessen Frequenz, in Abhängigkeit von der erforderlichen Drehzahl, proportional einer am Eingang des Umsetzers (13) anliegenden Spannung ist.

7. Steuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die einer jeden Phase des Motors (5) zugeordneten Schaltmittel zwei Schaltelemente (T1, T4; T5, Τ2; T3, T6) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, und an ihrem gemeinsamen Knotenpunkt mit der zugeordneten Motorwicklung verbunden sind.

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8. Steuerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Drehzahisteuerung (6) die Schaltmittel (T1 bis T6) während der Grundfrequenzumschaltung steuert, so daß jedes Schaltelement während eines Drittels eines Zyklus eingeschaltet ist, und die Perioden, in denen die beiden Schaltelemente (T1, 14; T5, T2; T3, T6) eines jeden Schaltmittels eingeschaltet sind, durch ein Intervall von einem Sechstel eines Zyklus getrennt sind.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Drehzahlsteuerung (6) die Schaltmittel (T1 bis T6) so steuert, daß sie (6) während der Hochfrequenzsteuerung nur eines der beiden Schaltelemente (T1, T4; T5, T2; T3, T6) eines jeden Schaltmittels bei hoher Frequenz umschaltet.

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