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Hintergrund der Erfindung
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1. Gebiet der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft allgemein die Erzeugung von Netzfrequenz (50/60
Hz)-Wechselstrom direkt aus Hochfrequenzgeneratoren ohne Umrichter oder
Netzfrequenzumformer, und insbesondere ein effizientes Verfahren
des Modulierens der Ausgabe des Generators in eine Netzfrequenz-Sinuskurve über Feldmodulation
unter Verwendung von Resonanzkreistechniken.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Die
Erzeugung von Netzfrequenz (50/60 Hz)-Wechselstrom unter Verwendung
von Hochfrequenzgeneratoren ermöglicht,
dass die Drehzahl unabhängig
von der Ausgangsfrequenz ist, was es ermöglicht, dass die Maschine bei
ihrer effizientesten oder zweckmäßigsten
Drehzahl arbeitet, und infolge der Hochfrequenz ermöglicht,
dass kleine Einheiten eine hohe Ausgangsleistung erzeugen. Typische Systeme,
um dies zu erreichen, weisen die Verwendung von Umrichtern, um die
gleichgerichtete (DC) Ausgabe des Hochfrequenzgenerators zu formen, oder
die Verwendung von Netzfrequenz-Konvertierungs-Schaltelektronik
auf, um die Hochfrequenz-Ausgangsleistung ohne explizite Gleichrichtung
zu formen. Da diese Systeme ein hartes Umschalten und eine Manipulation
des vollen Ausgangsstromes erfordern, weisen sie Halbleiter mit
großer Stromstärke und
die verbundenen Kosten, Ineffizienzen und Anforderungen der Wärmeableitung
auf.
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Hilgendorf
offenbart in dem US-Patent # 3916284 ein Verfahren zum Erzeugen
von niederfrequentem (Netzfrequenz-) Wechselstrom direkt von einem
Hochfrequenzgenerator durch Beeinflussung der Felderregung. In diesem
Verfahren wird das Feld bei der gewünschten Wechselstrom-Netzfrequenz moduliert, und
die modulierte, gleichgerichtete Hochfrequenz-Ausgabe wird in Bezug
auf die Last über weiches
Umschalten an den Nulldurchgangspunkten der Wechselstrom-Netzfrequenz-Ausgabe
kommutiert. Dieses Verfahren eliminiert die Kosten und die Verluste,
die mit der Umrichter- oder Netzfrequenz-Konvertierungs-Beeinflussung des vollen Ausgangsstromes
einhergehen, während
das geringe Gewicht und die Drehzahlunabhängigkeit von Hochfrequenzgeneratoren
beibehalten werden. Versuche an dem von Hilgendorf vorgeschlagenen
Verfahren zeigen, dass es an mehreren gröberen Problemen leidet: die
typischen Kerne von Hochfrequenzgeneratoren, die von Hilgendorf
vorgeschlagen werden, verbrauchen übermäßige Mengen von Energie durch
Wirbelströme
und Kernverluste; die für
Generatorkerne typische hohe Induktivität erfordert hohe Steuerspannungen,
um die magnetische Energie in dem Feld schnell zu laden und zu entladen;
und es wird, wie es von Hilgendorf vorgeschlagen wird, die Energie,
die das Feld in jedem Zyklus anregt, abgeführt und verschwendet und muss
in dem folgenden Zyklus ersetzt werden. Ferner berücksichtigt
das Verfahren von Hilgendorf nicht den Effekt der Remanenz in dem
Generatorkern, so dass sich die tatsächliche Ausgangsspannung niemals
auf Null reduziert.
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SU 921 025 offenbart eine
Vorrichtung zum Stabilisieren der Ausgangsspannung eines Generators
gemäß Schwankungen
der Last, der Temperatur und der Rotordrehzahl. Die Ausgangsspannung
wird durch die Bereitstellung einer ausgleichenden magnetisierenden
und einer ausgleichenden entmagnetisierenden Spule, die entgegengesetzt
angeschlossen sind, stabilisiert.
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EP 045 4039 offenbart einen
Generator, der eine gleichgerichtete Gleichstrom-Ausgabe mit einer stabilisierten
Spannung erzeugt, bei dem mehrere unabhängige dreiphasige Windungen
verwendet werden, um den magnetischen Streufluss und das elektrische
Rauschen zu reduzieren.
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Ziele der Erfindung
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zum Erzeugen
von Netzfrequenz-Wechselstrom aus der mechanischen Drehung einer
Welle, relativ unabhängig
von der Drehzahl der Welle, durch modulierte Erregung einer verlustarmen
Magnetfeldstruktur und Kommutierung der gleichgerichteten Ausgabe
zu entwickeln. Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung,
Resonanzkreistechniken zu verwenden, um für die sinusförmige Wellenformgebung
zu sorgen, und die Ausgabe bis Null Volt zu modulieren. Es ist ein
weiteres Ziel dieser Erfindung, die Resonanzkreistechnik zu verwenden,
um die von der großen
Induktivität
der Feldstruktur benötigten
hohen Steuerspannungen bereitzustellen, und für die Wiedergewinnung, Speicherung
und Wiederverwendung eines großen
Prozentsatzes der Felderregungsenergie in jedem Zyklus zu sorgen.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Mittel
der Erregung des Feldes unter Verwendung nur einer einzigen Niederspannungs-Batterie
oder -Gleichspannungsquelle bereitzustellen. Es ist ein weiteres
Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Mittel der Steuerung der Wechselstrom-Ausgabe
der Vorrichtung bereitzustellen, so dass die Ausgabe mit einer externen
Referenz synchronisiert werden kann, so dass die Ausgabe von mehreren
solchen Einheiten zusammengekoppelt werden kann, um ein Wechselstrom-Energieversorgungsnetz
zu bilden.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Die
oben dargelegten Ziele sowie weitere und andere Ziele und Vorteile
der vorliegenden Erfindung werden durch die hierin nachstehend beschriebenen
Ausführungsformen
der Erfindung erreicht. Die vorliegende Erfindung weist einen wellenangetriebenen,
mehrphasigen Hochfrequenzgenerator mit einer verlustarmen Magnetkernstruktur
auf, in der die magnetischen Pfade vollständig aus lamelliertem magnetischem
Material bestehen. Das Feld des Generators ist als ein verlustarmer
Serienresonanzkreis eingerichtet, der die Induktivität der Feldspule,
einen Kondensator und den parasitären Widerstand, welcher den
Kupferwiderstand der Feldspule und den Ersatzwiderstand der Kernverluste
berücksichtigt, aufweist.
Die Resonanzfeldschaltung wird durch Auswahl ihrer reaktiven Komponenten
abgestimmt, damit sie bei der gewünschten Wechselstrom-Netzfrequenz
schwingt. Die mehrphasige Hochfrequenz-Ausgabe wird in eine einzige
gleichgerichtete Ausgabe gleichgerichtet. Die gleichgerichtete Ausgabe
wird durch das schwingende Feld bei der Wechselstrom-Netzfrequenz moduliert.
Die modulierte und gleichgerichtete Ausgabe wird mit Bezug auf die
Last an dem Nulldurchgang jedes Halbzyklus der Wechselstrom-Netzfrequenzausgabe
kommutiert, um eine Wechselstrom-Ausgabe zu erzeugen. Ein Niederspannungs-Gleichstrom-Steuersystem
steuert eine Treiberschaltung, die das Feld bei der Resonanzfrequenz
erregt, so dass die kommutierte Ausgabe mit der Phase und der Amplitude
einer externen Wechselstrom-Referenz synchronisiert werden kann.
Das Steuersystem ist eingerichtet, um die Wechselstrom-Ausgabe der
Erfindung an ein Wechselstromnetz anzuschließen, wenn die Ausgabe innerhalb
bestimmter Toleranzen der Phase und der Amplitude des Referenzsignals
liegt.
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Dementsprechend
sieht die Erfindung eine Vorrichtung zum Erzeugen von Netzfrequenz-Wechselstrom
aus der Drehung einer Welle vor, wobei die Erzeugung des Netzfrequenz-Stroms
unabhängig von
der Drehzahl der Welle ist, wie es in den angefügten Ansprüchen festgelegt ist.
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Für ein besseres
Verständnis
der vorliegenden Erfindung zusammen mit anderen und weiteren Zielen
von dieser wird auf die beigefügten
Zeichnungen und die ausführliche
Beschreibung Bezug genommen, und ihr Bereich wird in den angefügten Ansprüchen dargelegt
werden.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnungen
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1 ist
eine vereinfachte schematische Darstellung der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
eine Detailschaltung für
die Felderregungsschaltung unter Verwendung einer Pulsbreitenmodulationsschaltung.
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3 ist
ein Schaltbild eines Pulsbreitenmodulationstreibers mit alternativen
Freilauf-Strompfaden,
um die Leistung zu verbessern.
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4 ist
eine Darstellung der Detailschaltung für einen Freilaufpfad, der die
Leistung der Pulsbreitenmodulationserregung des Resonanzkreises verbessert.
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Ausführliche Beschreibung der bevorzugten
Ausführungsform
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Unter
Bezugnahme auf 1 weist ein Hochfrequenzgenerator 10 der
vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Mehrphasen-Ankerwicklungen 12, 14 und 16 u.s.w.
und die Wicklungen einer einphasigen Feldspule 18 auf.
Diese Wicklungen sind durch eine verlustarme Magnetkernstruktur 19 gekoppelt,
die einen Ständer 20 und
einen Läufer 22 aufweist.
Die verlustarme Kernstruktur 19 sorgt für magnetische Pfade 23,
die aus verlustarmem magnetischem Material; geschichtetem Magnetblech oder
geschichtetem Elektrostahl oder einem anderen Material bestehen,
das geeignet ist, für
eine hohe magnetische Permeabilität mit niedrigen Kernverlusten
zu sorgen. Ein Beispiel einer geeigneten Magnetkernstruktur wird
in dem verwandten US-Patent Nr. 6,133,669 mit dem Titel "Low Loss Magnetic
Core for High Frequency Claw Pole Type Alternator" gegeben. Der Läufer 22 wird
durch eine welle 24 angetrieben, welche Mittel zum Koppeln
externer mechanischer Rotationsenergie in den Generator bereitstellt. Die
einphasige Feldspule 18 kann in Abhängigkeit von der Anordnung
an dem Läufer 22 angeordnet sein
oder nicht. Das durch die Erregung der Feldspule 18 induzierte
Magnetfeld wird durch die Drehung des Läufers 22 bewegt, und
infolge dieser Änderung wird
eine Hochfrequenz-Wechselspannung in den Ankerwicklungen 12, 14, 16 induziert.
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Die
einphasige Feldspule 18 ist Teil eines Serienresonanzkreises 25,
der auch einen Kondensator 26 und einen parasitären Kupferwiderstand 28 der
Feldspule 18 und einen Ersatzwiderstand 30 der parasitären Kernverluste
von Wirbelstrom- und Hystereseverlusten in der Magnetkernstruktur 19 aufweist.
Eine Treiberschaltung 32 erregt den Serienresonanzkreis 25.
Durch Wahl der Bauelementewerte der Induktivität der Feldspule 18 und
des Kondensators 26 wird die Resonanzfrequenz eingestellt,
dass sie der gewünschten
Wechselstrom-Netzfrequenz entspricht, die 50 oder 60 Hz betragen
kann. Durch sorgfältige
Auslegung der Feldspule 18 und der verlustarmen Magnetkernstruktur 19 ist
der Höchstwert magnetischer
Energie, die in der Feldspule 18 während jedes Halbzyklus gespeichert
ist, mindestens doppelt so groß wie
die Energie, die in dem Widerstand der Elemente 28 und 30 während des
Halbzyklus umgewandelt wird. Es gelten die folgenden Gleichungen:
- I =
- Strom im Serienresonanzkreis 25,
rms Ampere
- L =
- Induktivität der Feldspule 18,
Henry
- R =
- Summe der Aufeinanderfolge
des parasitären
Widerstandes von dem Kupfer der Feldspule 28 und des Ersatzwiderstandes 30 der
Verluste der Magnetkernstruktur, Ohm
- Fo =
- Resonanzfrequenz,
Hz
- ERH =
- Energie, die in den
parasitären
Widerständen 28, 30 während jedes
Halbzyklus umgewandelt wird, Joule
ERH = I·I·R/(2·Fo) - ELP =
- Spitzenenergie, die
in der Feldspule 18 in jedem Halbzyklus gespeichert ist,
Joule
ELP = I·I·L ELP > 2·ERH
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Bei
Resonanz ist die in dem Magnetfeld der Feldspule 18 gespeicherte
Energie gegenphasig zu der in dem Kondensator 26 gespeicherten
Energie. Die Energie wird im Verlauf eines Zyklus abwechselnd im
Kondensator 26 und dann der Feldspule 18 gespeichert.
Die Energieverluste in dem Resonanzkreis 25 sind jene in
den resistiven Elementen 28 und 30. Durch Begrenzen
der resistiven Verluste wird ein großer Teil der Feldenergie jeden
Zyklus durch das natürliche
Resonanzverhalten des Kreises wiedergewonnen, gespeichert und wiederverwendet.
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Ferner
sind, wie bekannt, bei Resonanz die Steuerspannungen des Kondensators 26 und
der Induktivität
der Feldspule 18 gegenphasig und sind von gleicher Größe und heben
sich daher einander auf. Die Treiberschaltung 32 muss nur
eine Spannung liefern, um die Impedanz der Widerstandselemente 28, 30 zu überwinden.
Der Kondensator 26 und die Induktivität der Feldspule 18 werden
die benötigten
hohen Resonanzspannungen füreinander
liefern. Die Resonanzspannung wird ein Vielfaches der Steuerspannung
sein; dieses Vielfache ist als Resonanzfaktor Q bekannt und ist
pi (n) mal das Verhältnis
der in den reaktiven Elementen während
jedes Halbzyklus gespeicherten Spitzenenergie zu der Energie, die
an die resistiven Elemente in jedem Halbzyklus verloren geht. Somit
erreicht der Serienresonanzkreis 25 die Ziele des Speicherns
und Wiederverwendens eines großen
Teils der Feldenergie und sorgt dafür, dass die benötigten hohen
Steuerspannungen das Feld schnell einschalten und abschalten. Es
gelten die folgenden Gleichungen: Q = Resonanz-"Güte"-Faktor Q = 3,14159·(ELP/ERH)
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Der
Treiber 32 erzeugt einen sinusförmigen Resonanzstrom 34 in
dem Serienresonanzkreis 25, der die Feldspule 18 einbezieht.
Der Pegel des magnetischen Flusses in der Magnetkernstruktur 19 folgt dieser
sinusförmigen
Veränderung
des Feldstromes. Die induzierte Spannung in den Ankerspulen 12, 14, 16 wird
durch die sinusförmige
Veränderung
des magnetischen Flusses moduliert, wodurch die Ziele des Modulierens
der Ausgangsspannungen 40, 42, 44 der
mehrphasigen Ankerwicklungen bis Null und das Formen der Ausgabe
in eine sinusförmige
Form erreicht werden.
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Damit
der sinusförmige
Strom 34 aus der Resonanz eine sinusförmige Flussänderung in der Feldspule 18 und
den Ankerspulen 12, 14, 16 bewirkt, sollten
die nominalen Pegel des magnetischen Flusses innerhalb der magnetischen
Stoffe der verlustarmen Magnetkernstruktur 19 bei Werten
kleiner als der magnetische Sättigungswert
für den
Stoff bleiben. Einige örtlich
begrenzte Hochfrequenz-Auslenkungen in die Flusssättigung
infolge von Rückwirkungen
des Ausgangsstroms u.s.w. sind innerhalb der Ankerpole tolerabel,
solange die gesamte Wechselstrom-Netzfrequenz-Flussänderung
unterhalb der Sättigungspegel
bleibt.
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Die
mehrphasigen Anker von 1 sind in Stern-Konfiguration oder
in anderen Ausführungsformen
in Dreieck-Konfiguration
in einer Weise geschaltet, die in der Technik wohlverstanden wird.
Die Hochfrequenz-Wechselstrom-Ausgaben 40, 42 und 44 werden über natürliche Kommutierung
in einer Gleichrichterschaltung 46 irgendeinen Typs kombiniert,
der durch einen Fachmann des Gebiets verstanden wird, um eine einphasige,
gleichgerichtete Ausgabe 48 zu erzeugen. Wegen der Resonanzerregung
des Serienresonanzkreises 25 und der sinusförmigen Veränderung
des Feldstromes 34 ist die kombinierte Ausgabe 48 des
Gleichrichters 46 auch moduliert, um der sinusförmigen Wellenform
der Wechselstrom-Netzfrequenz der Resonanzerregung zu folgen. Diese
gleichgerichtete Ausgabe 48 weist eine kleine Hochfrequenz-Welligkeit 50 infolge
der natürlichen
Kommutierung des Gleichrichters 46 auf, da er die Hochfrequenz-Wechselstrom-Ausgaben 40, 42, 44 des
Ankers kombiniert. Damit die Modulation der Wechselstrom-Netzfrequenz
der kombinierten Ausgabe 48 im wesentlichen unabhängig von
der Hochfrequenz-Welligkeit 50 ist, muss die Hochfrequenz-Welligkeit wenigstens
sieben Mal schneller als die Modulation der Wechselstrom-Netzfrequenz
sein.
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Eine
Steuerschaltung 52 steuert ein Halbleiter-Kommutierungssystem 54 bei
jedem Nulldurchgang 55 an und entfaltet mit weichem Umschalten
die gleichgerichtete Ausgabe in die gewünschte Wechselstrom-Ausgabe 56 der
Wechselstrom-Netzfrequenz.
Dieses Kommutierungssystem kann entweder, wie gezeigt, eine H-Brücke in Reihe
mit der gleichgerichteten Ausgabe 48 sein, oder kann in
einer anderen Ausführungsform
ein zweites Gleichrichtersystem parallel zu, aber von entgegengesetzter Polarität zu dem
Gleichrichter 46 sein, wobei jeder Gleichrichter während entsprechender
Perioden gesperrt ist. Typischerweise würden solche parallelen Gleichrichter
unter Verwendung von Thyristoren aufgebaut werden, wobei jeder Gleichrichter
durch das Steuersystem 52 für die Perioden zwischen wechselnden
Nulldurchgängen 55 eingeschaltet
wird in einer Weise, die in der Technik wohlverstanden wird.
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Die
Steuerschaltung 52 weist ein Mittel 58 zum manuellen
Umschalten zwischen entweder einer internen Referenz 60 oder
einer externen Wechselstrom-Netzfrequenz-(Leitungs-)Referenz 62 auf. Eine
Rückkopplungs-Steuerschaltung 64 regelt
die Amplitude und die Phase des Treibers 32, so dass die
Vorrichtungs-Ausgabe 56 mit der gewählten Referenz synchronisiert
ist. Die Steuerschaltung 52 misst auch den Fehler der Phase
und der Amplitude. Wenn die Fehler innerhalb von festgelegten Toleranzen
liegen, erzeugt die Steuerschaltung 52 Logiksignale, um
ein Mittel 66, wie zum Beispiel ein Relais oder einen Halbleiterschalter
zu steuern, die Wechselstrom-Netzfrequenz-Ausgabe 56 mit
einem Energieversorgungsnetz 68 oder einer anderen Last
zu verbinden. Das Energieversorgungsnetz 68 kann in der
Tat das gleiche wie die externe Referenz 62 sein.
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Obwohl
jede geeignete Quelle elektrische Energie liefern kann, ist es für viele
Anwendungen am zweckmäßigsten,
wenn eine unipolare Niederspannungsbatterie 70 oder eine
Gleichstrom-Energieversorgung, typischerweise 12 oder 24 Volt, sowohl
die Steuerschaltung 52 als auch die Treiberschaltung 32 mit
Energie versorgen. Der Treiber 32 kann einfach ein Leistungsverstärker sein,
der durch Signale von der Rückkopplungs-Steuerschaltung 64 gesteuert
wird.
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2 zeigt
eine alternative Ausführungsform
für den
Treiber 32, der einen Pulsbreitenmodulationstreiber 32b verwendet,
der eine H-Brücke
aus Halbleiterschaltern 102, 104, 106 und 108 aufweist, die
an den Serienresonanzkreis 25 angeschlossen sind. Pfeile 110, 112, 114, 116 zeigen
einen typischen Freilauf-Strompfad für Zeiten, wenn die Schalter
alle ausgeschaltet sind und der Resonanzstrom fließen muss.
Typischerweise weisen die Halbleiterschalter Freilaufdioden wie 118, 119, 121, 123 auf,
die es erlauben, dass Rückströme automatisch
fließen.
Eine Vorwärtsleitung
in den Halbleiterschaltern 102, 104, 106, 108 wird
zu den geeigneten Zeiten durch Signale von den Steuerschaltungen
ermöglicht,
die die Schaltung 64 aufweisen.
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3 zeigt
eine alternative Ausführungsform
des pulsbreitenmodulierten Treibers, der zwei verbesserte Freilaufpfade 120, 122 enthält, die
die Halbleiterschalter 102, 104, 106 und 108 überbrücken und
einen Rückstrom
zu der Batterie 70 verhindern. Diese Technik verhindert
ein Aufheizen der Batterie 70. Das Überbrücken der Batterie 70 während des
Freilauf-Abschnittes des Zyklus macht die Resonanzerregung effizienter
und reduziert den Oberwellengehalt der resultierenden Wellenform 34 des
Erregerstroms. Jeder Freilaufpfad 120, 122 ermöglicht den
Freilauf in nur einer Richtung. Die beiden Freilaufpfade sind in
entgegengesetzter Polarität
in Bezug auf die Anschlusspunkte an den beiden Enden des Serienresonanzkreises 25 angeschlossen,
wobei die Anschlusspunkte fortan als Buselemente 146 und 148 bezeichnet
werden. Jeder Freilaufpfad 120, 122 wird während der
geeigneten Zeitabschnitte des Leitungszyklus durch Signale von der
Steuereinheit 64 eingeschaltet.
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4 stellt
eine Ausführungsform
eines alternativen Freilaufpfades 122 dar und zeigt eine selbstladende,
optisch aktivierte Schaltung zum Leiten des Freilaufstromes während der
Hälfte
des Resonanzzyklus, in welchem der Felderregerstrom wie durch den
Pfeil 112 gezeigt fließt,
das heißt
während des
Halbzyklus, wenn das Buselement 146 nominell mit dem positiven
Anschluss der Energieversorgung 70 über den Schalter 108 verbunden
ist. Ein Steuersignal 130 von der Steuereinheit 64 schaltet
den Optotransistor 132 durch Einschalten des Transistors 134 ein,
welcher durch Widerstände 136 und 138 geregelt
wird. Ein Kondensator 140 stellt die Energie für den Transistorteil
des Optotransistors 132 bereit. Der Kondensator 140 wird
automatisch durch die Anschlüsse
der Diode 142 und des Widerstandes 144 an die
Buselemente 146 und 148 während des Halbzyklus geladen,
in dem das Buselement 148 nominell mit dem positiven Anschluss
der Energieversorgung 70 über den Schalter 102 verbunden
ist. Das durch das Steuersignal 130 hervorgerufene optische
Signal ermöglicht
die Leitung durch Transistor 132, Diode 150 und
Widerstand 152. Das schaltet den Halbleiterschalter 160 ein
und ermöglicht
es, dass der Freilaufstrom den Schalter 160 und die Diode 162 passiert und
fortfährt,
durch die Resonanzschaltung 25 zu fließen, selbst wenn die Schalter 102, 104, 106, 108 der H-Brücke alle
geschlossen sind. Wenn die Schalter 108 und 104 der
H-Brücke
offen sind, spannen die Spannungen an den Buselementen 146 und 148 den Freilaufkreis 122 in
Sperrrichtung vor, welcher automatisch untätig wird, weil die Dioden 142 und 162 eine
Rückleitung
verhindern. Wenn das Signal 130 ausgeschaltet ist, wird
die Leitung in dem Schalter 160 blockiert, und der Freilaufpfad 122 wird
gesperrt. Der Freilaufpfad 120 ist eine gleichartige Schaltung, weist
aber umgekehrte Anschlüsse
an die Buselemente 146 und 148 auf und ermöglicht einen
Freilauf während
des entgegengesetzten Halbzyklus.