JPH0376115B2 - - Google Patents
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- JPH0376115B2 JPH0376115B2 JP56161474A JP16147481A JPH0376115B2 JP H0376115 B2 JPH0376115 B2 JP H0376115B2 JP 56161474 A JP56161474 A JP 56161474A JP 16147481 A JP16147481 A JP 16147481A JP H0376115 B2 JPH0376115 B2 JP H0376115B2
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- circuit
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
Landscapes
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、自励発振型の高圧電源に係り、自動
復帰型保護回路を備えた高圧電源に関する。
復帰型保護回路を備えた高圧電源に関する。
従来のこの種の高圧電源は、第１図のブロツク
回路図に示すようにシユミツト回路を用いて保護
回路が構成されている。この第１図の高圧電源は
次のように作動する。つまり、高圧出力Voutが
短絡すると、フイードバツク電圧Vfが零となる
ためその信号が比較増幅回路で増幅されて制御回
路の出力電圧VBを上昇させる。制御回路の出力
電圧VBが上昇すると、この電圧をシユミツト回
路が検知し、発振トランジスタのベース回路のベ
ース電流を遮断して発振を停止する。それと同時
に、このシユミツト回路によつて比較増幅回路の
制御回路への供給電圧を遮断してその出力電圧
VBを低下させ、それによりシユミツト回路を
OFFとし、自動復帰動作をする。これにより発
振トランジスターのベース電流が流れ始めて発振
を開始しようとするが、いまだ高圧出力Voutが
短絡していると、上述動作の繰り返しによつて制
御回路の出力電圧VBが再び上昇してシユミツト
回路をONとするため発振できないことになる。
第２図は、この制御回路の出力電圧VBが変化す
る状態を示しており、高圧出力Voutが短絡して
いる限り、出力電圧VBはシユミツト回路のOFF
レベルとONレベルの間において上昇、下降を繰
り返すことになるのである。従来の保護回路を備
えた高圧電源はこのような動作するものでありシ
ユミツト回路のOFFレベルからONレベルまでの
出力電圧VBの立上り期間αは保護回路の非動作
領域となるため、高圧出力Voutが出力する期間
となり、発振回路が動作し、この期間に発振トラ
ンジスタのベースには、最大値の電流が流れるこ
とになる。そのため、発振回路が異常発振を起こ
して出力回路に流れる短絡電流が大きくなつて安
全上の問題が生じる慮れがある。また、上記従来
のものは、シユミツト回路の作動レベルを設定し
なければならないものであるため、正常時の制御
回路の出力電圧は、シユミツト回路のONレベル
以下に設定しなければならず、そのため、制御回
路での電圧降下が大きくなつて効率が悪くなり、
大きな発熱が生じるという問題がある。また、シ
ユミツト回路およびこれに付随する自動復帰回路
を構成しなければならないことから回路構成が煩
雑となり、さらには上述のように大きな発熱が生
じることから放熱器を大型化しなければならない
等の理由によりコスト的に不利になるとともに、
装置が大型化する等の問題がある。
回路図に示すようにシユミツト回路を用いて保護
回路が構成されている。この第１図の高圧電源は
次のように作動する。つまり、高圧出力Voutが
短絡すると、フイードバツク電圧Vfが零となる
ためその信号が比較増幅回路で増幅されて制御回
路の出力電圧VBを上昇させる。制御回路の出力
電圧VBが上昇すると、この電圧をシユミツト回
路が検知し、発振トランジスタのベース回路のベ
ース電流を遮断して発振を停止する。それと同時
に、このシユミツト回路によつて比較増幅回路の
制御回路への供給電圧を遮断してその出力電圧
VBを低下させ、それによりシユミツト回路を
OFFとし、自動復帰動作をする。これにより発
振トランジスターのベース電流が流れ始めて発振
を開始しようとするが、いまだ高圧出力Voutが
短絡していると、上述動作の繰り返しによつて制
御回路の出力電圧VBが再び上昇してシユミツト
回路をONとするため発振できないことになる。
第２図は、この制御回路の出力電圧VBが変化す
る状態を示しており、高圧出力Voutが短絡して
いる限り、出力電圧VBはシユミツト回路のOFF
レベルとONレベルの間において上昇、下降を繰
り返すことになるのである。従来の保護回路を備
えた高圧電源はこのような動作するものでありシ
ユミツト回路のOFFレベルからONレベルまでの
出力電圧VBの立上り期間αは保護回路の非動作
領域となるため、高圧出力Voutが出力する期間
となり、発振回路が動作し、この期間に発振トラ
ンジスタのベースには、最大値の電流が流れるこ
とになる。そのため、発振回路が異常発振を起こ
して出力回路に流れる短絡電流が大きくなつて安
全上の問題が生じる慮れがある。また、上記従来
のものは、シユミツト回路の作動レベルを設定し
なければならないものであるため、正常時の制御
回路の出力電圧は、シユミツト回路のONレベル
以下に設定しなければならず、そのため、制御回
路での電圧降下が大きくなつて効率が悪くなり、
大きな発熱が生じるという問題がある。また、シ
ユミツト回路およびこれに付随する自動復帰回路
を構成しなければならないことから回路構成が煩
雑となり、さらには上述のように大きな発熱が生
じることから放熱器を大型化しなければならない
等の理由によりコスト的に不利になるとともに、
装置が大型化する等の問題がある。
本発明は、このような点に鑑みてなされたもの
で、保護回路の動作特性を向上させるとともに、
保護回路の構成を簡素化せしめて発熱の低減およ
び装置の小型化を図り、コスト的にも有利な高圧
電源を提供することを目的とするものであつて、
自励発振回路の発振トランジスタのベース抵抗を
複数個に分割し、この分割点の電圧により保護用
トランジスタを動作させて制御回路のトランジス
タを制御するようにしたことを特徴とするもので
ある。つまり、第３図に示すものは従来の自励発
振型高圧電源のコレクタ同調発振回路部分であ
り、１は入力巻線、２は同調コンデンサ、３は発
振トランジスタ、４はベース抵抗、５は再生用コ
ンデンサ、６は正帰還巻線、７は発振安定化抵抗
であつて、このような発振回路においては、発振
トランジスタ３のON期間には、正帰還巻線６に
発生する誘起電圧により、ベース抵抗４と安定化
抵抗７の接続点の電圧Vbは−（負側）に引き込ま
れる。そして、発振トランジスタ３がOFFにな
つたときには、再生用コンデンサ５で充電された
電荷がベース抵抗４を介して放電する。発振回路
が発振状態にあるときには、再生用コンデンサ５
は上記のような充放電を繰り返し、一方、発振ト
ランジスタ３は正帰還巻線６の誘起電圧により
ONしており、そのベース電位は、第４図に示す
ように、VBEで示す動作をするので電位的には正
負を繰り返し、再生用コンデンサ５の電圧Vbは
第４図に示すような三角波形となる。ここで、定
常時においては、第３図の再生用コンデンサ５が
働いており、短絡時においては、発振が停止し、
正帰還巻線６における誘起電圧がなくなり、発振
トランジスタ３のベース・エミツタから再生用コ
ンデンサ５に向つて流れる電流もなくなることか
ら、再生用コンデンサ５は動作しない状態とな
る。このとき、発振トランジスタ３にはベース抵
抗４を介してベース電流が流れ、このトランジス
タの電流増幅率倍の異常電流が流れる。そして、
高圧出力が零であるため、制御系が動作して制御
回路出力電圧VBは最大値にまで上昇し、発振ト
ランジスタ３は熱破壊にいたる。このような熱破
壊に至るまでの状態を発振トランジスタ３の直流
動作と呼ぶ。本発明は、上記のように発振回路の
発振時には再生用コンデンサの電圧Vbが負電位
領域に存在し、高圧出力の短絡時の発振停止によ
る発振トランジスタの直流動作で（この時、再生
用コンデンサ５は正帰還巻線が発振停止により交
流動作をしなくなる為、動作しない）Vb＝VBE＋
Ib・Rb（ここでVBEは発振トランジスタ３のベー
ス・エミツタ間電圧値、Rbは発振安定化抵抗７
の抵抗値、Ibはそこを流れる電流値を表わす）の
電位となることを利用して保護回路を構成したも
のである。
で、保護回路の動作特性を向上させるとともに、
保護回路の構成を簡素化せしめて発熱の低減およ
び装置の小型化を図り、コスト的にも有利な高圧
電源を提供することを目的とするものであつて、
自励発振回路の発振トランジスタのベース抵抗を
複数個に分割し、この分割点の電圧により保護用
トランジスタを動作させて制御回路のトランジス
タを制御するようにしたことを特徴とするもので
ある。つまり、第３図に示すものは従来の自励発
振型高圧電源のコレクタ同調発振回路部分であ
り、１は入力巻線、２は同調コンデンサ、３は発
振トランジスタ、４はベース抵抗、５は再生用コ
ンデンサ、６は正帰還巻線、７は発振安定化抵抗
であつて、このような発振回路においては、発振
トランジスタ３のON期間には、正帰還巻線６に
発生する誘起電圧により、ベース抵抗４と安定化
抵抗７の接続点の電圧Vbは−（負側）に引き込ま
れる。そして、発振トランジスタ３がOFFにな
つたときには、再生用コンデンサ５で充電された
電荷がベース抵抗４を介して放電する。発振回路
が発振状態にあるときには、再生用コンデンサ５
は上記のような充放電を繰り返し、一方、発振ト
ランジスタ３は正帰還巻線６の誘起電圧により
ONしており、そのベース電位は、第４図に示す
ように、VBEで示す動作をするので電位的には正
負を繰り返し、再生用コンデンサ５の電圧Vbは
第４図に示すような三角波形となる。ここで、定
常時においては、第３図の再生用コンデンサ５が
働いており、短絡時においては、発振が停止し、
正帰還巻線６における誘起電圧がなくなり、発振
トランジスタ３のベース・エミツタから再生用コ
ンデンサ５に向つて流れる電流もなくなることか
ら、再生用コンデンサ５は動作しない状態とな
る。このとき、発振トランジスタ３にはベース抵
抗４を介してベース電流が流れ、このトランジス
タの電流増幅率倍の異常電流が流れる。そして、
高圧出力が零であるため、制御系が動作して制御
回路出力電圧VBは最大値にまで上昇し、発振ト
ランジスタ３は熱破壊にいたる。このような熱破
壊に至るまでの状態を発振トランジスタ３の直流
動作と呼ぶ。本発明は、上記のように発振回路の
発振時には再生用コンデンサの電圧Vbが負電位
領域に存在し、高圧出力の短絡時の発振停止によ
る発振トランジスタの直流動作で（この時、再生
用コンデンサ５は正帰還巻線が発振停止により交
流動作をしなくなる為、動作しない）Vb＝VBE＋
Ib・Rb（ここでVBEは発振トランジスタ３のベー
ス・エミツタ間電圧値、Rbは発振安定化抵抗７
の抵抗値、Ibはそこを流れる電流値を表わす）の
電位となることを利用して保護回路を構成したも
のである。
以下に本発明の一実施例を図面を参照して詳細
に説明する。
に説明する。
第５図において、１は高圧トランスＴの入力巻
線、２は同調コンデンサ、３は発振トランジス
タ、５は再生用コンデンサ、６は正帰還巻線、７
は発振安定化抵抗で、これらの構成は上記従来の
ものと同様である。８，９は直列接続してなる発
振トランジスタ３のベース抵抗であり、上記従来
のベース抵抗４を複数個に分割してなるものであ
る。１０は電圧安定化のための制御回路、１１は
この制御回路に接続された保護用トランジスタ
で、前記ベース抵抗８，９の接続点の電圧Vcに
よつて動作し、制御回路１０を制御するものであ
る。１２は高圧トランスＴの出力側巻線、１３は
こと巻線に接続された整流回路、１４はこの電流
回路の出力Ａと基準電圧とを比較増幅して前記制
御回路を制御する比較増幅器である。なお、高圧
出力が交流を必要とする場合には、整流回路１３
は不要となる。
線、２は同調コンデンサ、３は発振トランジス
タ、５は再生用コンデンサ、６は正帰還巻線、７
は発振安定化抵抗で、これらの構成は上記従来の
ものと同様である。８，９は直列接続してなる発
振トランジスタ３のベース抵抗であり、上記従来
のベース抵抗４を複数個に分割してなるものであ
る。１０は電圧安定化のための制御回路、１１は
この制御回路に接続された保護用トランジスタ
で、前記ベース抵抗８，９の接続点の電圧Vcに
よつて動作し、制御回路１０を制御するものであ
る。１２は高圧トランスＴの出力側巻線、１３は
こと巻線に接続された整流回路、１４はこの電流
回路の出力Ａと基準電圧とを比較増幅して前記制
御回路を制御する比較増幅器である。なお、高圧
出力が交流を必要とする場合には、整流回路１３
は不要となる。
このような回路において、発振回路が発振状態
にあるときには、ベース抵抗８，９の接続点の電
圧Vcは、第６図に示すように再生用コンデンサ
５の電圧Vbにベース抵抗９の値により決まる直
流バイアスをかけた状態で推移するもので、この
電圧Vcは保護用トランジスタ１１のON電圧より
低い値に設定され、通常の発振状態（定常時）に
おいては保護用トランジスタ１１はOFF状態に
維持されている。ところが、高圧出力が短絡する
と（短絡時になると）、発振が減衰することによ
つて再生用コンデンサ５の電圧Vbが上昇（交流
動作から直流動作への移行）し、これによつてベ
ース抵抗８，９の接続点の電圧Vcも上昇してつ
いには保護用トランジスタ１１のONレベルの電
位に達し、その結果、保護用トランジスタ１１が
ON状態となつて制御回路１０の出力電圧VBを減
少させる。発振トランジスタ３が直流動作にはい
ると、保護用トランジスタ１１は発振回路のベー
ス電流を定電流化するよるように動作する。つま
り、発振トランジスタ３が直流動作にはいると、
VBE1＋Ib（Rc＋Rb）≒VBE2（ここでVBE1は発振トラ
ンジスタ３のベース・エミツタ間電圧値、Rcは
抵抗９の抵抗値、Rbは発振安定化抵抗７の抵抗
値、Ibは発振安定化抵抗７を流れる電流、VBE2は
保護用トランジスタ１１のベース・エミツタ間電
圧値をそれぞれ表わす。また、正帰還巻線の抵抗
成分は無視できる。）の式が成立し、 Ib≒VBE2−VBE1／Rc＋Rb となる。この電流Ibは、従来回路の異常時に流れ
るベース電流に比べて小さな値となるため、発振
トランジスタ３は熱破壊から保護される。そし
て、高圧出力の短絡が解除されたときには、高圧
出力は小さな状態にあり、発振トランジスタ３は
小さなベース電流で発振を開始するため、再生用
コンデンサ５の電圧Vbは急速に負電位側に移行
し、これにともなつてベース抵抗８，９の接続点
の電圧も下降することにより、保護用トランジス
タ１１はOFF状態となつて通常の発振状態にも
どる。ここで、高圧出力が短絡状態での保護用ト
ランジスタ１１の動作点は、抵抗８からの電流に
よりONしており、制御回路１０を完全にはOFF
とすることなく、不飽和領域で動作している。こ
の時、制御回路１０からは発振トランジスタ３の
直流動作分の電流と保護用トランジスタ１１のベ
ース電流を供給している。なお、保護用トランジ
スタ１１のベースにコンデンサを接続することに
より時定数を持たせ、起動時における制御回路１
０への保護動作を防止させることもある。
にあるときには、ベース抵抗８，９の接続点の電
圧Vcは、第６図に示すように再生用コンデンサ
５の電圧Vbにベース抵抗９の値により決まる直
流バイアスをかけた状態で推移するもので、この
電圧Vcは保護用トランジスタ１１のON電圧より
低い値に設定され、通常の発振状態（定常時）に
おいては保護用トランジスタ１１はOFF状態に
維持されている。ところが、高圧出力が短絡する
と（短絡時になると）、発振が減衰することによ
つて再生用コンデンサ５の電圧Vbが上昇（交流
動作から直流動作への移行）し、これによつてベ
ース抵抗８，９の接続点の電圧Vcも上昇してつ
いには保護用トランジスタ１１のONレベルの電
位に達し、その結果、保護用トランジスタ１１が
ON状態となつて制御回路１０の出力電圧VBを減
少させる。発振トランジスタ３が直流動作にはい
ると、保護用トランジスタ１１は発振回路のベー
ス電流を定電流化するよるように動作する。つま
り、発振トランジスタ３が直流動作にはいると、
VBE1＋Ib（Rc＋Rb）≒VBE2（ここでVBE1は発振トラ
ンジスタ３のベース・エミツタ間電圧値、Rcは
抵抗９の抵抗値、Rbは発振安定化抵抗７の抵抗
値、Ibは発振安定化抵抗７を流れる電流、VBE2は
保護用トランジスタ１１のベース・エミツタ間電
圧値をそれぞれ表わす。また、正帰還巻線の抵抗
成分は無視できる。）の式が成立し、 Ib≒VBE2−VBE1／Rc＋Rb となる。この電流Ibは、従来回路の異常時に流れ
るベース電流に比べて小さな値となるため、発振
トランジスタ３は熱破壊から保護される。そし
て、高圧出力の短絡が解除されたときには、高圧
出力は小さな状態にあり、発振トランジスタ３は
小さなベース電流で発振を開始するため、再生用
コンデンサ５の電圧Vbは急速に負電位側に移行
し、これにともなつてベース抵抗８，９の接続点
の電圧も下降することにより、保護用トランジス
タ１１はOFF状態となつて通常の発振状態にも
どる。ここで、高圧出力が短絡状態での保護用ト
ランジスタ１１の動作点は、抵抗８からの電流に
よりONしており、制御回路１０を完全にはOFF
とすることなく、不飽和領域で動作している。こ
の時、制御回路１０からは発振トランジスタ３の
直流動作分の電流と保護用トランジスタ１１のベ
ース電流を供給している。なお、保護用トランジ
スタ１１のベースにコンデンサを接続することに
より時定数を持たせ、起動時における制御回路１
０への保護動作を防止させることもある。
第７図は本発明の他の実施例を要部を示すもの
で、第５図に示したものと異なるところは、ベー
ス抵抗９と発振安定化抵抗７との間にさらにベー
ス抵抗１５を接続するとともに、ベース抵抗９と
ベース抵抗１５の接続点と、アースとの間にアー
ス側が順方向となるようにダイオード１６を接続
した点である。第５図のものは、大きな高圧出力
を必要とする場合、発振トランジスタ３のベース
電流を大きくするためにベース抵抗８，９を小さ
くしなければならず、その結果、高圧出力が短絡
したとき、ベース電流が大きくなつてコレクタ電
流が増加し、発振トランジスタ３の発熱量が増加
するとともに異常発振が生じ易くなるという問題
がある。ところが、第７図のように構成すると、
高圧出力が短絡した場合、ベース抵抗９に流れる
Ib′は Ib′＝VBE2−VF／Rc （ここでVBE2は保護用トランジスタ１１のベー
ス・エミツタ間電圧値、VFはダイオード１６の
順電圧、Rcは抵抗９Ｇの抵抗値をそれぞれ表わ
す。）となり、この電流がベース抵抗１５側とダ
イオード１６側とに分流される。この際、ダイオ
ード１６側のインピーダンスの方がベース抵抗１
５側に比べ小さいため、Ib′の多くはダイオード
１６側に流れ、その結果、発振トランジスタ３の
コレクタ電流は著しく減少し、異常発熱および異
常発振が生じなくなる。高圧出力の短絡が解除さ
れたときには、第５図の場合と同様に自動的に復
帰する。第７図の回路における保護用トランジス
タ１１のベースおよび再生用コンデンサ５の電圧
波形を第８図に示す。この場合、ダイオード１６
のアノード側電位をVd（VcとVbの間に位置する）
とすることで、動作については第６図と同様であ
る。
で、第５図に示したものと異なるところは、ベー
ス抵抗９と発振安定化抵抗７との間にさらにベー
ス抵抗１５を接続するとともに、ベース抵抗９と
ベース抵抗１５の接続点と、アースとの間にアー
ス側が順方向となるようにダイオード１６を接続
した点である。第５図のものは、大きな高圧出力
を必要とする場合、発振トランジスタ３のベース
電流を大きくするためにベース抵抗８，９を小さ
くしなければならず、その結果、高圧出力が短絡
したとき、ベース電流が大きくなつてコレクタ電
流が増加し、発振トランジスタ３の発熱量が増加
するとともに異常発振が生じ易くなるという問題
がある。ところが、第７図のように構成すると、
高圧出力が短絡した場合、ベース抵抗９に流れる
Ib′は Ib′＝VBE2−VF／Rc （ここでVBE2は保護用トランジスタ１１のベー
ス・エミツタ間電圧値、VFはダイオード１６の
順電圧、Rcは抵抗９Ｇの抵抗値をそれぞれ表わ
す。）となり、この電流がベース抵抗１５側とダ
イオード１６側とに分流される。この際、ダイオ
ード１６側のインピーダンスの方がベース抵抗１
５側に比べ小さいため、Ib′の多くはダイオード
１６側に流れ、その結果、発振トランジスタ３の
コレクタ電流は著しく減少し、異常発熱および異
常発振が生じなくなる。高圧出力の短絡が解除さ
れたときには、第５図の場合と同様に自動的に復
帰する。第７図の回路における保護用トランジス
タ１１のベースおよび再生用コンデンサ５の電圧
波形を第８図に示す。この場合、ダイオード１６
のアノード側電位をVd（VcとVbの間に位置する）
とすることで、動作については第６図と同様であ
る。
本発明の高圧電源は以上説明したように、自励
発振回路の発振トランジスタのベース抵抗を、直
列接続した複数個の低抗体で構成するとともに、
その複数個の抵抗体の接続点の電圧により保護用
トランジスタを動作させて制御回路のトランジス
タを制御するようにしたので、保護動作に極めて
優れたものとなり、保護回路の構成が簡素化され
てコスト的にも極めて有利になる等の種々の優れ
た効果を奏する。
発振回路の発振トランジスタのベース抵抗を、直
列接続した複数個の低抗体で構成するとともに、
その複数個の抵抗体の接続点の電圧により保護用
トランジスタを動作させて制御回路のトランジス
タを制御するようにしたので、保護動作に極めて
優れたものとなり、保護回路の構成が簡素化され
てコスト的にも極めて有利になる等の種々の優れ
た効果を奏する。
第１図は従来の保護回路を備えた高圧電源のブ
ロツク回路図、第２図はその制御回路の高圧出力
短絡時の出力電圧波形図、第３図は従来の自励発
振回路図、第４図はその発振トランジスタのベー
ス電位及び再生用コンデンサの電圧波形図、第５
図は本発明の一実施例の高圧電源の回路構成図、
第６図は第５図に示した回路における発振トラン
ジスタのベース抵抗及び再生用コンデンサの電圧
波形図、第７図は本発明の他の実施例の高圧電源
の構成図、第８図は第７図の回路における発振ト
ランジスタのベース、再生用コンデンサおよびダ
イオードのアノード側の電圧波形図である。 １……高圧トランスの入力巻線、３……発振ト
ランジスタ、５……再生用コンデンサ、６……正
帰還巻線、７……発振安定化抵抗、８，９，１５
……ベース抵抗、１０……制御回路、１１……保
護用トランジスタ、１２……高圧トランスの出力
巻線、１６……ダイオード。
ロツク回路図、第２図はその制御回路の高圧出力
短絡時の出力電圧波形図、第３図は従来の自励発
振回路図、第４図はその発振トランジスタのベー
ス電位及び再生用コンデンサの電圧波形図、第５
図は本発明の一実施例の高圧電源の回路構成図、
第６図は第５図に示した回路における発振トラン
ジスタのベース抵抗及び再生用コンデンサの電圧
波形図、第７図は本発明の他の実施例の高圧電源
の構成図、第８図は第７図の回路における発振ト
ランジスタのベース、再生用コンデンサおよびダ
イオードのアノード側の電圧波形図である。 １……高圧トランスの入力巻線、３……発振ト
ランジスタ、５……再生用コンデンサ、６……正
帰還巻線、７……発振安定化抵抗、８，９，１５
……ベース抵抗、１０……制御回路、１１……保
護用トランジスタ、１２……高圧トランスの出力
巻線、１６……ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高圧トランスの入力巻線の一端を発振トラン
ジスタのコレクタに接続し、他端を電圧安定化用
の制御回路に接続し、前記発振トランジスタのベ
ース・エミツタ間に正帰還巻線、発振安定化抵
抗、再生用コンデンサを直列に接続し、該発振安
定化抵抗と再生用コンデンサの接続点と前記入力
巻線の他端と制御回路の接続点間に複数個のベー
ス抵抗を直列に接続し、該ベース抵抗の低抗体の
分圧出力を前記制御回路に接続された保護用トラ
ンジスタのベースに接続し、前記高圧トランスの
出力巻線から高圧出力を得ることを特徴とする自
励発振型高圧電源。 ２ 高圧トランスの入力巻線の一端を発振トラン
ジスタのコレクタに接続し、他端を電圧安定化用
の制御回路に接続し、前記発振トランジスタのベ
ース・エミツタ間に正帰還巻線、発振安定化抵
抗、再生用コンデンサを直列に接続し、該発振安
定化抵抗と再生用コンデンサの接続点と前記入力
巻線の他端と制御回路の接続点間に少なくとも３
個の抵抗体を直列に接続してなるベース抵抗を接
続し、該ベース抵抗の高電位側接続点を前記制御
回路に接続された保護用トランジスタのベースに
接続し、前記ベース抵抗の低電位側接続点とアー
スの間にアース側が順方向となるようにダイオー
ドを接続し、前記高圧トランスの出力巻線から高
圧出力を得ることを特徴とする自励発振型高圧電
源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56161474A JPS5863083A (ja) | 1981-10-09 | 1981-10-09 | 自励発振型高圧電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56161474A JPS5863083A (ja) | 1981-10-09 | 1981-10-09 | 自励発振型高圧電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5863083A JPS5863083A (ja) | 1983-04-14 |
| JPH0376115B2 true JPH0376115B2 (ja) | 1991-12-04 |
Family
ID=15735773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56161474A Granted JPS5863083A (ja) | 1981-10-09 | 1981-10-09 | 自励発振型高圧電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5863083A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58159673A (ja) * | 1982-03-17 | 1983-09-22 | Tokyo Electric Co Ltd | 一石式インバ−タ |
| US4595861A (en) * | 1984-07-30 | 1986-06-17 | Luminescent Electronics, Inc. | Power supplies for electroluminescent panels |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53122722A (en) * | 1977-03-31 | 1978-10-26 | Ikeda Denki Kk | Transistor inverter device |
-
1981
- 1981-10-09 JP JP56161474A patent/JPS5863083A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53122722A (en) * | 1977-03-31 | 1978-10-26 | Ikeda Denki Kk | Transistor inverter device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5863083A (ja) | 1983-04-14 |
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