JPH0372704A - 線形化差動増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、広い範囲にわたって一定のトランスコンダク
タンスを得ることができる線形化差動増幅器に関する。

（従来の技術） 差動増幅器の構成要素である差動増幅ペアは、演算増幅
器の初段の増幅器として用いられるなど増幅器の基本的
な構成単位として広く用いられている。

第１９図は通常のエミッタ結合対、すなわち差動増幅ペ
アを説明するための図である。図において、１，２は入
力端子、３，４は出力端子、５゜６はそれぞれ差動増幅
ペアを構成する第１及び第２のバイポーラトランジスタ
である。また、７゜８はそれぞれ第１および第２のオフ
セット電圧を与えるための直流電圧源、９は差動増幅ペ
アの動作電流を決める直流電流源、１０は正の電源ライ
ン、１１は負の電源ライン、１２．１３は負荷電流源、
１４は負荷抵抗をそれぞれ表している。負荷１５を除く
差動増幅ペア全体を１６とする。

第１９図において、電流源９の電流値をＩ　Ｆ、Ｂｓオ
フセットを与えるための電圧源７．８の電圧値をゼロ、
負荷電流源２２．２３の電流値をそれぞれＩＥＩ！／２
、入力端子１，２の間に印加される人力電圧をｖ６とし
、αＦをトランジスタ５．６の順方向ベース接地電流増
幅率、ｖＴを熱電圧とすると、負荷抵抗１４を流れる電
流Ｉ６は次式で表される［たとえば文献（Ｐａｕｌ　Ｒ
，Ｇｒａｙ　ａｎｄ　ＲｏｂｅｒｔＧ、　Ｍｅｙｅｒ：
“Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅｓｌｇｎ　ｏｒＡｎ
ａｌｏｇ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ　
　５ｅｃｏｎｄ　ｅｄｉＬｌｏｎ、　ｐｐ、１９４−１
９７、Ｊｏｈｎ　　Ｗｉｌｅｙ　　＆　　５ｏｎｓ、Ｉ
ｎｃ、、Ｎｅｗ　　Ｙｏｒｋ、１９８４）コ　。

１４　＝αｐ　・ｔａｎｈ　（Ｖｄ／　２ＶＴ　）　−
−（１，）入力電圧ｖ６と出力電流Ｉｄの関係は第２０
図（ａ）に示すように、Ｖ、の絶対値が小さい場合はｌ
ｄがｖ６に比例して直線的に変化するが、Ｖ６の絶対値
が大きくなるにしたがってＩ４は直線的変化からはずれ
て士■８８に漸近するようになる。

どのくらい直線範囲があるかを見るには、このカーブを
入力電圧Ｖ、で微分したもの、すなわち次式で表される
トランスコンダクタンスＧｍのカーブを調べると都合が
良い。

Ｇ、、（Ｖ、＋　）＝　Ｃａｐ　”　ＩＥＥ）／２ＶＴ
［１ｔａｎｈ２（Ｖａ　／　２ＶＴ　）　］・・・・・
・（２） このＧ□のカーブは第２０図（ｂ）に示されるように、
対称的な釣鐘型を為している。

なお、以下の説明において、簡単のために、次のような
正規化を行う： ｘ　＝　　Ｖ　ａ　／　２　Ｖ　ｔ ｙ　＝　Ｉ　６／αＰＩＥｇ　　　　　　　　・・・・
・・（３）また式（１）、（２）をそれぞれ次のように
正規化して説明を進めることとする。

ｙ−ｔａｎｈ　（ｘ）　　　　　　　　　　　・・・・
・−（４）Ｇ、、（ｘ）−ｄｙ／ｄｘ、−１−１ａｎｈ
２　（ｘ）・・・・・・（５） 一般に、演算増幅器は負帰還をかけて使われており、２
段目以降で大きな利得を持っているので、初段を構成す
る差動増幅ペアの反転・非反転入力端子間はイマジナリ
ショートとなり、入力端子間にかかる電位差は例えば数
ミリボルト程度の非常に小さな値となる。したがって、
この場合は差動増幅ペアの線形性は殆ど問題になること
がない。

一方、差動増幅ペアは、そのトランスコンダクタンスＧ
、が動作電流に比例して変えられることを利用して、フ
ィルタ、乗算器、発振器などに用いられる。この場合は
差動増幅ペアの入力端子間にかかる電圧をＳ／Ｎ比など
の理由から線形動作範囲で大きな値にしたいことが普通
に起る。したがって、より大きな入力信号を取扱うため
には、より広い線形動作範囲が必要とされる。

しかし、第２０図（ｂ）に示したように、従来の差動増
幅ペアでは、トランスコンダクタンスＧｍがＶ、＋−Ｏ
の付近では、平坦部が非常に狭く、例えば、Ｇｍの絶対
値が最大値から１％低下するｖ６の範囲は、常温で約１
０ｍＶ程度である。

いわゆるエミッタデジェネレーションと呼ばれる方法で
、差動増幅ペアのエミッタ同士を直接接続せずに抵抗を
介して接続することにより局部負帰還を施して線形範囲
を拡大するものの例がある。

この方法は簡単かつ有効ではあるが、抵抗のために雑音
が増加するだけでなく、負帰還のためにトランスコンダ
クタンスを変化させることが困難であり、フィルタへの
応用など用途によってはこれが欠点となる。

また、エミッタデジェネレーションを用いてかつトラン
スコンダクタンスを変化させることができる方法として
、ギルバートのゲインセル（Ｇｌｌｂｅｒｔ　ｇａＩｎ
　ｃｅｌｌ　）タイプの差動増幅器を用いる方法がある
。

ゲインセル自体については、たとえば前記文献のｐｐ、
５９０−６００、または、Ａ、Ｇｒｅｂｅｎｅ著：「ア
ナログ集積回路Ｊ　ｐｐ、２３４−２４４　（中沢他訳
、近代科学社、１９７５年）などに詳細に説明されてい
るのでここではあまり説明しないが、要するに、この方
法は、第１の差動増幅ペアをエミッタデジェネレーショ
ン抵抗を有するものとし、その負荷としてベースコレク
タ間を短絡したトランジスタを設け、その両端の電位差
をエミッタデジェネレーション抵抗をもたない第２の差
動増幅ペアの入力とする。このようにすると、第２の差
動増幅ペアの共通エミッタの電流を変化させることによ
り、第１の差動増幅ペアのベース入力端子から第２の差
動増幅ペアのコレクタ出力端子までのトランスコンダク
タンスを変化させることができる。

また、このゲインセルを用いた差動増幅器は、１ボルト
程度の線形入力範囲を容易に実現することができる。こ
のような線形化差動増幅器を用いてフィルタを構成した
例として、特開昭５８−１６１４１３　ｒ多目的フィル
タ」がある。

しかし、この方式の問題として、トランジスタの指数関
数特性を打ち消すために、信号電圧の圧縮伸長を行なっ
ているので、線形範囲は広いがＳ／Ｎ比は単純な差動増
幅ペアより悪化してしまうという欠点がある。

この点を解決するために、エミツタデジェネレーション
を用いずに差動増幅ペアを線形化しようとする提案が文
献（Ｊａｍｅｓ　Ｃ，Ｓｃｈｍｏｏｃｋ：　　’Ａｎ　
Ｉｎｐｕｔ　Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　Ｒｅ
ｄｕｎｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｒｏｒｌｌｌｇ
ｈ−８ｌｅｗ　Ｒａｔｅ　０ｐｅｒａｔｉｏｎａｌ　Ａ
ｍｐｌｉｒｉｅｒｓ、ＩＩＥｌ＋ＩＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ
　ｏｆ　５ｏｌｉｄ＝Ｓｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、
５Ｃ−１０，ｎｏ、８．ｐｐ、４０７−４１１．Ｄｅｃ
ｅＩＩｌｂｅｒ　１９７５）において示されている。

この提案は元来、エミッタ面積が非対称な差動増幅ペア
２組を用いてトランスコンダクタンスを　０ 低下させる方法を主体にしてはいるが、エミッタ面積の
比が約１：４のとき線形動作範囲が最も広がることを述
べている。

しかし、この方法では、従来の単なる差動増幅ペアを用
いる場合に比べて約４倍の線形範囲拡大ができるとはい
え、まだ十分とはいえない。しかし、入力端子が直接ト
ランジスタのベースであるため人力インピーダンスは大
きい。

さらに、広い線形動作範囲を得るために、エミッタデジ
ェネレーションを用いずに差動増幅ペアを線形化しよう
とする提案が特開昭６２−２００８０８「トランスコン
ダクタンス増幅器」においてなされている。この方法は
ゲインセルを用いた線形化差動増幅器に匹敵するほどの
非常に広い線形範囲を得ることができ、Ｓ／Ｎ比も良好
な優れた特性を有する。

この方式の原理は、簡単に言うと、差動増幅ペアをＡＢ
級動作させることにあり、そのためには入力端子に応じ
た動作電流を与える。これを実現するために、入力電圧
を抵抗で分圧して複数のトランジスタのベースに印加し
ているが、これらの抵抗はベースに直列に挿入されるの
で、雑音の点と周波数特性の点から、あまり大きな値に
することは好ましくない。したがって、この回路の特徴
を活かそうとすれば入力抵抗は低くならざるを得す、こ
れが問題になる。例えば、このトランスコンダクタンス
増幅器の出力端子にキャパシタを接続して積分器を構成
することができるから、その積分器を複数個相互に接続
することによって、フィルタが構成できる。しかし、こ
れは、ある積分器の出力端子に他の積分器の入力端子が
接続されるということであるから、ある積分器の出力端
子には他の積分器の低い入力抵抗が負荷され、フィルタ
のＱ値が著しく低下してしまうという問題を生ずる。

（発明が解決しようとする課題） 上記の状況をまとめると、次の■■のようになる。

■　広い線形動作範囲を有し、かつ、そのトランスコン
ダクタンスが可変であるような差動増幅１ ２ 器が、フィルタ、乗算器、発振器などにおいて必要とさ
れているが、従来のエミッタデジェネレーションを用い
るゲインセルタイプの差動増幅回路では線形動作範囲は
広いがＳ／Ｎ比が悪い。

■　また、エミッタデジェネレーションを用いないＡＢ
級差動増幅回路では線形範囲が広＜Ｓ／Ｎ比も良好であ
るが入力インピーダンスが低い。

本発明は、これらの点に鑑みて、広い線形動作範囲を有
し、かつ人力インピーダンスが高い線形化差動増幅器を
提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するための本発明の線形化差動増幅器
は、バイポーラトランジスタを用いた差動増幅ペアの入
力端子同士と出力端子同士をそれぞれ並列的に接続して
成る差動増幅器において、Ｎを４以上の整数としてＮ組
の差動増幅ペアを配置し、各差動増幅ペアに等偏向なオ
フセット電圧を与える・手段と、これらの出力電流を重
み付けする手段と、これらの出力電流を加算する手段と
を具備することを特徴とする。

（作用） Ｎを４以上の整数としてＮ組の差動増幅ペアのそれぞれ
に相異なる適切なオフセット電圧を与えると、各々の差
動増幅ペアのトランスコンダクタンスの絶対値は前記オ
フセット電圧に等しい入力端子に対して最大値を生じ、
その入力電圧を中心として対称的な値を取り、それより
大きい電圧に対しても、また小さい電圧に対しても単調
にその値を減する。

その様子は、式（２）において、ｖｄをオフセット電圧
Ｖ。５とｖｄの和と置くことによって数値的に計算する
ことができ、式（２）で示す第２０図（ｂ）のグラフを
Ｖ。Ｓだけ右に平行移動したものとなる。

このように、一つの差動増幅ペアのトランスコンダクタ
ンスは入力端子に対して単峰性の特性を持つから、Ｎ組
の差動増幅ペアのそれぞれに同一の入力電圧と適当なオ
フセット電圧の和の電圧を与えれば、Ｎ個の峰を作るこ
とができる。

　３ ４ そこで、Ｎ個の差動増幅ペアの出力電流を重み付けして
加算することにより、Ｎ個の高さの異なる峰から、平坦
な頂上を持つひとつの峰を合成し、線形動作範囲を拡大
することができる。ここに差動増幅ペアの数を４以上と
するので、拡大範囲は単なる差動増幅ペアと比べて９倍
以上となり、十分実用的となる。

（実施例） 以下、本発明の詳細な説明する。

まず、本発明における線形化の基本的な考え方は、第１
図に示すが如き回路により、第２０図（ａ）においてト
ランスコンダクタンスＧｍをＸ軸方向に正負にオフセッ
トを与えて平行移動したものを複数個用意し、それらを
重み付けして加えるというものである。

すなわち、第１図に示す線形化差動増幅器では、第１９
図で示した差動増幅ペア１６をＮ個（Ｎは４以上の整数
）並列に備えて成り、各ペア１６には、オフセット電圧
付与手段１７　（７，８）と、出力電流を重み付けする
手段１８と、負荷１５との間に加算手段１つが設けられ
ている。

重み付け手段１８は、各差動増幅ペアのコレクタ側に配
設することができるが、エミッタ側に設けることもでき
る。

また加算手段１９は、通常の電気的加算回路を用いるこ
とができるが、加算すべき各差動増幅ペアの出力電流が
高インピーダンスで供給される場合は単に各配線を接続
するだけの特別に簡単なワイヤード・オア回路で実現で
きて有利である。

第２図（ａ）（ｂ）（ｃ）に負荷回路の一例を示した。

（ａ）図は抵抗負荷１５Ａの例、（ｂ）図はカレントミ
ラー負荷１．５　Ｂの例、（Ｃ）図はバイアス電圧端子
２０を持つ電流源を備えた負荷１５Ｃの例である。

ここに、従来例で示した第２０図（ｂ）から分かるよう
に、Ｇ□のカーブはｙ−軸に関して対称だから、なるべ
く広い線形動作範囲を得るためには、正負のオフセット
もｙ−軸に関して対称に与えるべきである。同様に、各
々の差動増幅ペア１６のＧ□に対する重み付けもｙ−軸
に関して対称　５ に与えるべきである。したがって、差動増幅ペアを奇数
個（例えば５，７個）用いる場合は、ひとつの差動増幅
ペアにはオフセットを与えず、残り偶数個の差動増幅ペ
アは２組づつまとめて絶対値が等しく正負対称吐オフセ
ットとなるよう重み付けをすることになる。また、差動
増幅ペアを偶数個（例えば４，６個）用いる場合は、奇
数個の場合の残り偶数個の差動増幅ペアに対する処置と
同じにすればよい。

Ｇを最終的に得られる伝達コンダクタンス、αに、βを
Ｇ、に対する重み係数、ｄｋをｋ　（ｋは１以上の整数
）番目のオフセット値、Ｎを差動ペアの組の数、［Ｎ／
２］をＮ／２の整数部分を表す記号とすると、 Ｇ　　（ｘ）　　−Σ　０ｇ　　（ｃ−（ｘ　　ｄＫ）
＋Ｇｍ　　（ｘ＋ｄｘ　）　ｌ　　＋８０ｍ　（ｘ）・
・・・・・　（６） となる。

式（６）で総和記号の付いた項は、ｋについて　６ 和をとることを表し、偶数個の差動増幅ペアを２組づつ
まとめた部分を表す。βの掛かった項は奇数個の差動増
幅ペアを用いる場合のオフセットを与えない部分を表し
ている。すなわち、偶数個の差動増幅ペアを用いて線形
化を行なう場合にはβ−〇となり、奇数個の差動増幅ペ
アを用いる場合はβ≠０となる。例えば、４組の差動増
幅ペアを用いて線形化を行なう場合は、４−２・２であ
るから、ｋ−１，２であり、４は偶数だからβ−０とし
て、 Ｇ　（ｘ）−α１ （Ｇ□　（Ｘ−ｄｌ　　） ＋Ｇ□　（Ｘ＋ｄｌ　　）　　１ ＋α２’　　（Ｇｍ　　（ｘ　　　ｄ２）＋Ｇ□　（ｘ
＋ｄ２　））　　・・・・・・　（７）となる。

線形化に当っては、電流の一次導関数である伝達コンダ
クタンスＧをできるだけ広範囲のＸに対して一定値を取
るようにするのが望ましい。

そのためには、Ｇの各次数の導関数の値ができるだけ広
範囲にわたってゼロに近付くようにすれ　７ ８ ばよい。一定値を近似する関数近似法としてよく用いら
れる方法に、最大平坦近似と、等リップル近似がある。

最大平坦近似は、ｘ−０におけるＧの導関数を、できる
だけ高い次数までゼロにする近似方法である。ｎ次まで
の導関数がゼロの場合をｎ次の最大平坦特性と呼ぶ。

等リップル近似では、伝達コンダクタンスの一定な部分
を、ある予め決められた許容幅をもって実現しようとす
るものである。

以下の説明のため、Ｇ、の各次数の導関数を計算した結
果を示しておく。ここで、Ｇ□のｎ次の導関数をＧ　ｍ
　”’と表すことにする。

Ｇｍ（０’　−ｄｙ／ｄｘ−１−ｔａｎｈ２（ｘ）−Ｇ
ｍ　　　　　　　　　　・・・・・・（８）Ｇｍ”’　
＝２ｔａｎｈ’　　（ｘ） ２ｔａｎｈ　（ｘ）　　　　　　−（９）Ｇｍ（２’　
−−６ｔａｎｈ’　　（ｘ）＋８ｔａｎｈ２　　　（ｘ
）　　　−２−・ノ　　（１０）Ｇｍ”’　＝２４ｔａ
ｎｈ’　　（ｘ）−４０ｔａｎｈ３　（ｘ）＋　　１　
６ｔａｎｈ　　（ｘ）　　　　　　　−（１１）Ｇｍ”
’　　＝−１２０ｔａｎｈ’　　（ｘ）＋２４０　ｔａ
ｎｈ’　　（ｘ　） １　３６ｔａｎｈ２　（ｘ）　　＋　１　６・・・・・
・　（１２） 次に、４組の差動増幅ペアを使う場合を例にとって、本
発明の第１の実施例を説明する。

第３図は本発明の第１の実施例の構成を説明するための
回路図である。同図で、１５は負荷、１６Ａ、１６Ｂ、
１６Ｃ，１６Ｄは第１〜第４の差動増幅ペア、７Ａ、７
Ｂ、７Ｃ，７Ｄはオフセット電圧付与手段としての直流
電圧源、９Ａ、９Ｂ。

９Ｃ，９Ｄはそれぞれ第１〜第４の差動増幅ペアの共通
エミッタに接続された電流源、１．２は入力端子、３，
４は出力端子を表している。

まず、電圧源７Ａ、７Ｂ、７Ｃ，７Ｄおよび電流源９Ａ
、９Ｂ、９Ｃ，９Ｄの具体的な値の決定法について説明
する。一般的な表現である（６）式を、４組の差動増幅
ペアを用いる場合について具体的に書くと次式となる。

１　つ Ｇ　　（Ｘ）＝ａ１　［Ｇｍ　　（ｘ　　　ｄ＋　　）
＋６ｍ　　（ｘ＋ｄ＋　　）］ ＋α２　　［Ｇｍ　　（ｘ−ｄ２　） ＋６ｍ　　（ｘ＋ｄ２）］　　　−−（１３）すなわち
、式（１３）は回路的にはオフセ・ソトｄ１を持った差
動ペア２組と、オフセ・ソトｄ２をもった差動ペア２組
との出力を、重みα１とα２の割合で加えたものに相当
する。また、重みα。

とα２は、その比が重要であって、α２−１としても一
般性を失わないから、以後これを仮定する。

さらに、対称性の考察から、 ０　＜　ｄ　ｌ＜　ｄ　２　　　　　　　　　・・・・
・・（１４）としても一般性を、失わない。したがって
、式（１３）は次式のように変形できる。

Ｇ　（ｘ）−ａ、［Ｇｍ　（ｘ−ｄ＋　）＋６ｍ　（Ｘ
　＋　ｄ　１）　］ ＋［Ｇｍ　（ｘ　　ｄ２） 十〇ｍ（ｘ＋ｄ２）］　　−−（１５）上式はｘ−０に
関して対称であるから、Ｇ　（ｘ）の奇数次の導関数は
ｘ−０においてゼロとなる。

　０ したがって、広い範囲にわたって平坦なトランスコンダ
クタンス特性を得るためには、できるだけ高次の偶数次
導関数までｘ−０においてゼロとなるようにパラメータ
を決定することが課題となる。

そこで、上記式（１５）において、Ｇ”（０）−Ｇ”　
”（０）−０，となるようなｄ＋　＋　　ｄ２　＋α１
を求める。ここで、ダッシュ符号（′）はＸに関する微
分を表す。まず、２次の微分係数がゼロになる条件から
吟味する。

Ｇ”　（０）−２α１　［３Ｘ’＋４Ｘ２１］＋２　［
−３Ｙ’　＋４Ｙ２−１１ ・・・・・・（１６） ここで、 Ｘ−ｔａｎｈ２（ｄ　ｒ　）　＋ Ｙ’＝ｔａｎｈ２　（ｄ２　）　　　　　　　　　　　
−−（１７）と置き換えた。したがって、０≦Ｘ＜１．
０≦Ｙく１を満足する必要がある。

（１６）式をＹについて解くと： Ｙ−［４／３±　（１６／’１４／３）（１−α、（−
３Ｘ２＋４Ｘ　　１）ｌ　］　／２１ ・・・・・・　（１８） 上式で、 Ｆ＝３Ｘ２＋４Ｘ−１・・・・・・（１つ）と置くと、
根が０≦ｙ＜１を満足する条件は、簡単な計算から 一１／３Ｆ≦α、　＜１／Ｆ　　　ｆｏｒ　　Ｆ＞０゜
１／Ｆ≦（ｌｒ　＜−１／３Ｆ　　ｆ’ｏｒ　　Ｆ＜Ｑ
・・・・・・（２０） となる。

いったんＦの値を決めると、Ｆの取り得る範囲は−１＜
Ｆ＜１／３であるが、それに対応したαは正負全域の範
囲に亘って変化し得る。

以上のＧ”（０）になる条件を求める手順をまとめると
、次の■〜■となる。

■　Ｏ≦ｘ＜１なるＸをひとつ決める。

■　（１つ）式で与えられるＦの値を計算する。

■　（２０）式からα、の取り得る範囲を定め、その範
囲のα１をひとつ選ぶ。

■　（１８）にＦとα１の値を代入してＹの値を計算す
る。

■　上の■と■と■で決めたＸとＹとα１の組が、Ｇ”
（０）−０にするパラメータである。

上記の手順から明らかな如く、Ｘとα１の取り得る範囲
は関係があり、このα１を介してＹの取り得る値の範囲
が決まる。したがって、２次の微分係数をゼロにする条
件を課しても、可能なＹの範囲から、ある特定のＹを選
択する自由度が残る。

すなわち、この自由度を用いて、さらに何次かの微分係
数がゼロにできる可能性がある。そこで、次に４次の微
分係数をゼロにする条件を調べる。

４次の微分係数は次式で与えられる。

Ｇ””（０）−１６（−１５Ｙ３＋３０Ｙ２１７Ｙ＋２
）＋１６α１ （１５Ｘ３＋３０Ｘ２ １７Ｘ＋２）　　　・・・・・・（２１）ただし、ｘ、
ｙ、　　α１は上に述べた■〜■の条件を満たしている
ものとする。

計算機を用いて（２１）式の値を数値的に評価した。そ
の際、ｄ２を与えることによって（２１）式を評価する
だけでなく、繰り返し計算によって、　３ ４次の微分係数をゼロにするＹの値、すなわちｄ、の値
およびそのときの６次の微分係数も計算した。

計算結果によれば、ｄ２；ｉ＝１．１４７及びｄ２≧２
．３５８の領域で、Ｇ（０）≠０かつＧ　””（０）−
０を満足する解が存在することがわかった。これ以外の
領域では、各次数の微分係数がゼロにはなるが、伝達コ
ンダクタンス自体もゼロとなるので回路的には意味のな
い解になる。

さらに、ｄ２−１．２９７７付近において、６次の微分
係数もゼロであるから、この条件では７次の最大平坦特
性を得ることができる。

以上をまとめると、（１５）式において、ｄｌ　＝０．
３５４０７１０９５ ｄ２−１．２９７７２４８５４ αｒ−０．５４７８４５４１４２ の条件を満たすとき、７次の最大平坦特性が得られるこ
とになる。

さて、次に以上の結果を実際の回路に適用する例を示す
。

　４ 式（３）で正規化を行なった変数ｘ、ｙを元の変数に戻
せば、 １ｉ−Ｙαｐ　／　Ｉ　ＢＢ　　　　　　　・・・・・
・（２２）Ｖ　ａ　＝　　Ｘ　２　Ｖ　Ｔ　　　　　　
　　−・＝　（２３）となる。したがって、ｄＫに対応
するオフセット電圧をｖｄＫとすると、 ＶｄＫ＝　　ｄＫ２Ｖｔ　、（ｋ−１，２）（２４） テする。これらのｄｔ、ｄ２に対応するオフセット電圧
Ｖ　ｄｌ＋　Ｖ　、２は式（２４）により、絶対温度Ｔ
ｍ２Ｏ３にのとき Ｖｄ＋−０，３５４０７１０９５・２ＶＴ−−１８，３
０ｍＶ　　　　　・・・・・・（２５）Ｖ−２−１，２
９７７２４８５４・２Ｖ。

−６７，０７ｍＶ　　　　　・・・・・・（２６）とな
る。

ゆえに、第３図に示す４組の差動増幅ペアの入力端子と
出力端子同士をそれぞれ並列的に接続された回路構成に
おいて、たとえばオフセット電圧を与える手段７Ｂと７
ｃとしてそれぞれ−１８゜　５ ６ ３０ｍＶおよび＋１８．３０ｍＶの直流電圧源を用い、
７Ａと７Ｂとしてそれぞれ−６７，０７ｍＶおよび＋６
７．０７ｍＶの直流電圧源を用い、出力電流を重み付け
する手段としてたとえば各差動増幅ペアの共通エミッタ
に接続されている電流源９Ａ、９Ｂ、９Ｃ，９Ｄを用い
て、それらの電流値をそれぞれ約１　：　０．５４７８
１　：　０．５４７８１　：　１に設定することによっ
て、７次の最大平坦特性が実現できる。

ここで負荷１５の電流源２２．２３は回路の直流動作点
を決めるためのものであって、それぞれほぼ電流源９Ａ
、９Ｂ、９Ｃ，９Ｄの電流値の和の２分の１づつに設定
する。

このように設定した場合の回路の動作をより直観的に説
明するため、第３図の各差動増幅ペア１６Ａ、１６Ｂ、
１６Ｃ，１６Ｄの差動入力電圧に対する差動出力電流の
依存性を第４図（ａ）のグラフ２５，２７ａ、２７ｂ、
２６でそれぞれ示す。

各差動増幅ペアの出力端子は並列接続されているので、
負荷抵抗２４を流れる差動出力電流は、それぞれの電流
の和になるから、第４図（ａ）に示す２５，２７ａ、２
７ｂ、２６のカーブの和になり、同図に２８で示すカー
ブとなる。

同図から明らかなように、カーブ２８は２５〜２７のど
れよりも広い直線範囲を示している。

このことをより明確にするため、カーブ２５〜２８を微
分したカーブ、すなわちトランスコンダクタンスのカー
ブをそれぞれの番号に′を付けて第４図（ｂ）に示した
。同図から、本例の線形化差動増幅器のトランスコンダ
クタンスのカーブ２８−は通常の差動増幅ペアのそれを
横細方向へ平行移動したものである２６′に比べて９倍
以上の広い線形動作範囲を提供することがわかる。

第３図に示した回路では、逆極性で大きさの等しいオフ
セット電圧付与手段７Ａ、７Ｄ　（７Ｂ。

７Ｃ）が、差動増幅ペア１６Ａ、１６Ｄ　（１６Ｂ。

１６Ｃ）を構成するトランスジスフ５Ａ、５Ｄ（５Ｂ、
５Ｃ）にそれぞれ加えられているが、差動増幅ペアの特
性を利用して、たとえば、第５図に示すように、７Ａ　
（７Ｂ）を短絡除去し、代わ　７ すｌ＝トランジスタ６Ａ　（６Ｂ）のベース端子と入力
端子２の間に大きさが７Ａ　（７Ｂ）と等しい電圧源を
入力端子２の側が正になるように挿入しても全く同様の
効果が得られる。

さらに、オフセット電圧付与手段として別の方法を用い
た例を第６図を用いて説明する。この方法は差動増幅ペ
アを構成する２個のトランジスタのエミッタ面積を故意
に異ならせることにより、・オフセットを持った差動増
幅ペアを得るものである。

すなわち、トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶ
ｂｅ、コレクタ電流を！。とすると、Ｖ　ｂ　＠−Ｖ　
７１　ｏ　ｇ　ｅ　　［Ｉ　ｃ　／　Ｉ　ｓ　］　＝・
・＝　（２７）なる関係が戊り立っ。ここで、ＶＴ、Ｉ
、は前述の熱電圧、逆方向飽和電流である。Ｉ５はエミ
ッタ面積に比例するので、差動増幅ペアの一方のトラン
ジスタのエミッタ面積を他方のＭ倍にすると、コレクタ
電流が同じだと、そのトランジスタのベース・エミッタ
間電圧Ｖｂｅは、 Ｖｂｅ−Ｖｏ　ｌｏｇ、［Ｉｃ／Ｍｌｓ］　８ ・・・・・・　（２８） となるので、両トランジスタのベース・エミッタ間電圧
の差を△ｖ、ｅとすると ΔＶｂ、＝Ｖ’Ｔ　ｌ　ｏｇ、［Ｉｃ　／Ｉｓ　］Ｖ　
７１　ｏ　ｇ　ｓ　　［Ｉ　ｃ　／　Ｍ　Ｉ　ｓ　］＝
ＶＴ、　ｏ　ｇｅ　　（Ｍ）　　　−＝　（２９）とな
る。

したがって、この非対称な差動増幅ペアは、見掛上Ｖ。

ｌｏｇ、（Ｍ）のオフセット電圧を持つ対称な差動増幅
ペアと等価になる。本実施例の場合は ｖ、ｒ　ｌｏｇ、（Ｍ）＝ｄｋ２ＶＴ　　（ｋ＝１．２
）・・・・・・（３０） となるようにＭを定めればよいから、二つのＭを添字で
区別すると、 Ｍｌ−ｅ”’−１３．４０２６１−＝−（３１）Ｍ２＝
ｅ”２−２．０３０２１５−　（３２）となる。

すなわち、差動増幅ペアを構成するトランジスタのエミ
ッタ面積の比を１　：１３．４０２６］お　０ よび１：２．０３０２１５にすればよい。

このオフセット電圧付与手段は、第３図及び第５図に示
した実施例とくらべて、温度補償をする必要のない点が
優れている。すなわち、オフセット電圧付与手段として
直流電圧源を用いるならば、その値は式（２４）で与え
られる通り、ｖＴに比例する必要がある。しかるに、エ
ミッタ面積の違いを利用したオフセット電圧手段は式（
３０）から分かるようにＶｌが打ち消し合うから、自動
的にその温度に応じた適切なオフセット電圧を発生する
ことができる。

第６図は第２実施例の具体的な回路例である。

図において、第３図及び第５図と異なるところは、オフ
セット電圧付与手段が電圧源ではなく、差動増幅ペアの
エミッタ面積の違いで実現されているところである。

第６図において、オフセット電圧材り１丁段はトランジ
スタ５Ａ、６Ｄのエミッタ面積がトランジスタ６Ａ、５
Ｄのエミッタ面積の約１３．４０倍に、トランジスタ５
Ｂ、６Ｃのエミッタ面積がトランジスタ６Ｂ、５Ｃのエ
ミッタ面積の約２．０３倍にそれぞれ設定しであること
で実現されている。

さらに別の変形例を説明する。第７図（ａ）はオフセッ
ト電圧Ｖ、１１．　Ｖｄ２を発生するための回路である
が、オフセット電圧はエミッタフォロワを構成するトラ
ンジスタ３０，３１．３２のエミ・ソタ面積の違いによ
って変化させることができる点に着目する。

すなわち、式（３０）のＭ値を、トランジスタ３０．３
１．３２のエミツタ面積比としても、所望のオフセット
を得ることができる。この場合はトランジスタ３０，３
１．３２に等しい電流を流すためにトランジスタ３３，
３４．３５による電流源が配設されている。すなわちト
ランジスタ３３．３４．３５はいずれも同じエミッタ面
積のトランジスタであり、それらのベースに端子３７を
介して等しい電圧が与えられている。この条件は、前記
式（２９）を導いた場合と同じであるから、トランジス
タ３０と３１のエミッタ面積比Ｍ１を１ 約１：２．０３、トランジスタ３０と３２のエミッタ面
積比Ｍ２を約１：１３．４０とすることにより入力端子
３６に加えられた電圧は出力端子３８と３９および３８
と４０の間で式（２４）の値だけ電位差を持つようにな
る。

このようにすることにより、絶対温度が３００にのとき
出力端子３８を基準にして、出力端子３９．４０はそれ
ぞれ約１８．３０ｍＶ、６７．０７ｍＶの電位差を発生
することができ、第３図の回路と同様の効果が得られる
。

さらに、第７図ＣＥ１）に示すオフセット電圧を発生す
る回路を用いて構成される差動増幅器の各差動増幅ペア
はすべて同じエミツタ面積比のトランジスタを用いて構
成することができるので、エミッタ面積の大きいトラン
ジスタを含む第６図の回路よりも高周波特性の優れた７
次の最大平坦特性を得ることができる。

つぎに、さらに別の変形例を説明する。すでに説明した
ように、第７図（ａ）はオフセットを発生するための回
路であるが、オフセット電圧はト　２ ランジスタ３０，３１．３２のエミッタ面積の違いだけ
でなく、これらの動作電流によっても変化させることが
できる。

すなわち、式（３０）のＭ値を、トランジスタ３０．３
１．３２のエミツタ面積比でなく動作電流の比としても
、所望のオフセットを得ることができる。

この場合はトランジスタ３０，３１．３２を等しいエミ
ッタ面積とし、それぞれにＭ２：Ｍｌ：１の電流を流す
ためにトランジスタ３３．３４３５による電流源を配設
すればよい。すなわち、この場合はトランジスタ３３，
３４．３５はエミツタ面積比をＭ２：Ｍｌ：１としたト
ランジスタであり、それらのベースには端子３７を介し
て等しい電圧が与えられている。この条件は、前記式（
２９）を導いた場合と同じであるから、入力端子３６に
加えられた電圧は出力端子３８と３９の間で式（２４）
の値だけ電位差を持つようになる。

したがって、第７図（ａ）の回路を用いて構成される第
８図の回路構成において、トランジスタ　３ ４ ３３．３４．３５のエミッタ面積を等しく設定し、トラ
ンジスタ３０，３１．３２のエミツタ面積比を１：２．
０３：１３．０４とすることにより、第３図の回路と同
様の効果が得られる。

上述のエミッタフォロワを用いたオフセット電圧付与手
段では周波数特性が向上するという利点があるものの、
差動増幅ペア自体のエミッタ面積を変える第６図に示し
た実施例に比べて、回路を構成するトランジスタの占め
る総面積が大きくなってしまうという問題が残る。この
点を緩和するため、エミッタフォロワを用いるオフセッ
ト電圧手段のトランジスタが占める面積を低減する方法
をつぎに示す。

オフセット電圧Ｖ　ｄｌ＋　Ｖ　ｄ２を発生するための
第７図（ａ）の回路において、オフセット電圧はトラン
ジスタのエミッタ面積の違いだけでなく、これらの動作
電流によっても変化させることができる点に着目する。

すなわち、式（２８）のＭ値を、トランジスタ３０，３
１．３２のエミツタ面積比だけでなく動作電流の比も利
用して実現することにより、所望のオフセットを得るこ
とができる。

そこで、面積比だけ、あるいは電流比だけを利用するの
ではなく、この両方を利用して占有面積も電流値も適当
な値にできる。

この回路でトランジスタの占有面積を減らすため、トラ
ンジスタのエミッタ電流を異ならせた例を第７図（ｂ）
に示す。

第７図（ｂ）では第７図（ａ）に比べてトランジスタの
占有面積を削減するために、トランジスタ４１，４２．
４３および４４，４５．４６３．６６１　：　３．６６
１　：　２．５６９　：　１に設定する。このようにす
ることにより、絶対温度が３００にのとき出力端子３８
を基準にして、出力端子３０．４０はそれぞれ約１８．
３０ｍＶ、６７゜０７ｍＶの電位差を発生することがで
き、第３図の回路よりも良好な高周波特性を得ることが
できる。この場合の全体の回路構成を第９図に示す。

この方法による面積低減の効果を比較してみる　５ と、最も小さいトランジスタのエミッタ面積を１として
、第６図の回路では２・　（１３，４ｏ＋１＋２．０３
＋１）−３４，８６となり、第９図の差動増幅器に第７
図（ａ）のオフセット電圧付与手段を適用した場合は２
・　（１＋１　＋２．　０３０＋１＋１３．４０＋４）
−４６，８６となり、また第９図に第７図（ｂ）のオフ
セット電圧付与手段を適用した場合は２・　（１＋３゜
６６１＋１゜４２５＋２．５６９＋３．６６１＋４）−
３４゜６３となり、第７図（ｂ）に示した面積低減法を
適用すると、素子数は増加するがむしろ第３図の回路よ
りも少ない面積で、より高性能の回路が実現できること
が分かる。

ここで、本発明に係る線形範囲拡大の効果をより明確に
示すため、従来の差動増幅ペア２組を用いる増幅器と、
本発明に係る４組の差動増幅ペアを用いる増幅器を、正
規化した人出力特性のグラフで比較してみる。第１０図
はトランスコンダクタンス特性のグラフであるが、横軸
が差動入力電圧であり、縦軸が正規化したトランスコン
ダクタ　６ ンスである。

同図中で１は４組の差動増幅ペアを用いた水嵩の場合の
トランスコンダクタンスを、■は従来の２組の差動増幅
ペアを用いた場合のトランスコンダクタンス特性をそれ
ぞれ裏している。同図から明らかなように、本発明によ
り線形動作範囲を大幅に拡大できることが分かる。

定量的に線形範囲の広さを比較するため、最大値で正規
化したトランスコンダクタンスＧ　（Ｖａ　）が最大値
から１％低下するまでのｖｄの幅（尖−尖頭値）を調べ
た結果を族１に示す。

（以下余白） 　７ ８ 表１　各線形化法に対する線形範囲とその条件上記表か
ら、Ｇ（Ｖａ）が最大値から１％低下するまでのＶ、の
幅で比較すると、差動ペアを４組用いることにより、単
なる差動ペアに比べて約９．３５倍、従来の２組の差動
ペアを用いる線形化差動ペアに比べて約２．３２倍に線
形範囲が拡大されている。

これまでの説明の過程かられかるように、５組以上の差
動ペアを用いて、同様な手続きによりいくらでも広い範
囲に亘って線形化が可能なことは明らかである。ただ、
その場合は、４組までの場合と違って、最大平坦特性を
与えるパラメータが解析的に求まらず、数値計算によっ
て求めなければならない。

これまではトランスコンダクタンスができるだけ水平な
線に近似するよう、最大平坦特性を実現する条件に、つ
いて述べたが、他の近似法として、一定の波打ちを許容
する等リップル近似があり、波打ちを許すことにより最
大平坦近似よりも広い線形範囲が得られる。そこで、つ
ぎに、４組の差動ペアを用いた線形化差動増幅器におい
で等リッ９ プル近似を実現する実施例について説明する。

等リップル特性を実現するために必要なパラメータに関
する解析的な条件を導くことはできるが、非線形の連立
方程式となり、それを解くのは困難であるため、ここで
は計算機を用いて数値的にパラメータの近似値を求めた
。その−例として、αｌ−０，７２゜ α２＝１゜ ｄｌ−０，５５゜ ｄ２−１．７９４ とすると、トランスコンダクタンスは最大値の約０．７
５％の波打ちをもった等リップル特性にできる。

上記のパラメータを回路的に実現するには、これまでに
説明した本発明の実施例の回路が全て利用できることは
当然である。この実施例の効果を他の場合と比較するた
め、第１０図の中に符号■を付けて等リップル近似の実
施例を示した。同図（ａ）から明らかなように最大平坦
近似の場合よりも平坦な範囲が広がっている。ただし、
同図　０ （ｂ）に示す部分拡大図から見える通り、細かく見ると
波打ちが観察される。

たとえば、負荷回路として同図（ｂ）のカレントミラー
を用いれば、出力端子４に接続された別の負荷に対して
入力端子１，２の間に印加された差動入力電圧のトラン
スコンダクタンス倍の電流を、別の負荷に流すことがで
きる。

本発明はまた、第５図（ｂ）に示した各差動増幅ペアの
トランスコンダクタンスの合成の仕方から容易に考え付
くように、オフセット電圧値と出力電流の重み付け係数
を、最大平坦特性を与える値から適当に変化させること
により、全体のトランスコンダクタンスの平坦性をある
程度低下させて、トランスコンダクタンスが一定と見做
せる範囲をより拡大することができるのも明らかである
。

さらに、実施例は差動増幅ペアを構成するトランジスタ
として全てＮＰＮ　）ランジスタを用いて説明したが、
これはＰＮＰ　）ランジスタであっても同様の効果を得
ることができる。また、ここで用いたバイポーラトラン
ジスタとしては、ゲルマ１ ２ ニウム、シリコン、ガリウム砒素など、どれでも同様の
効果を得ることができる。勿論ヘテロバイポーラトラン
ジスタを用いることもできる。

要するに、４組以上の差動ペアを並列してトランスコン
ダクタンスの平坦範囲を拡大せんと意図するものは全て
本発明に含まれる。

また、以上の実施例では単に増幅器の応用のみを示した
が、増幅器を利用したフィルタ、リミッタ、ミクサ回路
等にも使用できる。

まず、リミッタとしての実施例を説明する。第４図（ａ
）から明らかなように、本発明によれば、例えばＮ−４
のとき同図の曲線２８に示されるような入出力特性を実
現することができ、例えば同図の曲線２５に示されてい
るような従来の単なる差動増幅器の人出力特性に比べて
肩の部分の湾曲が角張っている。第１１図はこれらの人
力特性を比較する目的で、人力、出力共に正規化して示
したものである。理想的なリミッタの人出力特性は、第
１１図に示した折れ線４７で表わされるものであるが、
本発明によれば従来の単なる差動増幅器の特性４８に比
べて理想に近い特性４つを実現できる。差動ペア数Ｎが
４の場合の特性を示す。具体的には、第１図、第３図、
第５図、第６図、第８図、第９図に示した上述の実施例
において、用途に応じて負荷１５を第２図（ａ）〜（ｃ
）等の適当な回路で実現し、入力端子１，２から信号を
入力し、出力端子３，４から振幅制限された出力を得る
ことができる。

次に本発明の増幅器を乗算器に適用した場合の実施例を
説明する。

第１２図は本発明を適用したアナログ乗算器の回路図で
ある。同図で５０　（５０−１，５（１２゜５Ｏ−３）
は本発明に係る線形化差動増幅器を表しており、−例と
して第６図の差動増幅器を用いている。この部分は本発
明の第８図に示されている実施例のものを用いても差し
つかえない。

第１２図には、３つの線形化差動増幅器５０１．５０−
２．５０−３が示されているが、このうち同図の上部に
ある５０−２は下部にある２つとは逆特性のトランジス
タで構成されている。こ　３ のことは必ずしも必要な条件ではないが、回路が単純に
なるのでこの場合について説明する。

第１２図において、第１の入力信号源５１によって第１
の入力端子５２．５３に印加された差動電圧信号は第２
の線形化差動増幅器５ｏ−２のトランスコンダクタンス
によって差動出力電流を生じ、その差動出力電流をダイ
オード接続されたトランジスタ５４．５５によって第１
．第３の線形化差動増幅器５０−１．５０−３の動作電
流が差動出力電流に比例するように配設しである。

一方、第１、第３の線形化差動増幅器５０−１゜５０−
３は、第２の人力信号源５６によって第２の入力端子５
７．５８に印加された信号が互いに逆相で人力されるよ
うに接続され、かつ第１、第３の線形化差動増幅器５０
−１．５０−３の出力電流は互いに加え合うように接続
されており、最終的な出力はこれら第１．第３の線形化
差動増幅器５０−１．５０−３の出力電流を負荷抵抗５
９゜６０で電圧に変換して出力端子６１．６２へ出力さ
れる。

　４ まず第１の信号源５１の差動入力端子が零のときは、第
１、第３の線形化差動増幅器５０−１゜５０−３の動作
電流が等しいので、第２の信号源５６の差動入力端子に
関係なく第１、第３の線形化差動増幅器５０−１．５０
−３の出力電流の変化分は互いに打ち消し合い、これら
を加え合わせた出力電流は変化しない。すなわち出力端
子６１゜６２の電位差も零となる。しかし、第１−の信
号源５１の差動入力端子が零でないときは、第１、第３
の線形化差動増幅器５０−１．５０−３の動作電流が第
１の人力に比例した互いに逆極性の変化を生ずるので、
第２の信号源５６の差動入力端子に比例した値となる。

このとき、その比例係数は第１、第３の線形化差動増幅
器５０−１．．５０３のトランスコンダクタンスで決ま
り、これは動作電流に比例するから、結局第１の入力に
比例することとなる。

したがって、出力端子６１．６２に得られる差動出力は
、第１および第２の信号源５１．．５６の双方の差動入
力端子に比例した値となり、結局乗　５ ６ 算器が実現できる。回路の対称性から、第２の差動入力
信号が零の場合は最終的な差動出力電圧も零となること
は明らかである。かくして、第１２図の構成によれば４
．象限型のアナログ乗算器が実現できる。

第１３図は、第１２図の回路において電流源６３の値を
１０μＡ１正の電源端子６４と負の電源端子６５の間に
１．５ｖを印加することにより電源電圧を±０．７５Ｖ
とした場合の入出力特性をシミュレーションした結果を
示す。

同図の横軸は第１の信号源５１の差動入力端子であり、
縦軸は負荷抵抗５９．６０を流れる電流の差電流値であ
り、パラメータとして第２の信号源５６の差動入力電圧
を一４０ｍＶ〜４０ｍＶの範囲で変化させた。同図から
、第１、第２いづれの人力に対しても士数十ｍＶの範囲
にわたって線形動作することがわかる。

この回路は、例えば前記文献「アナログ集積回路Ｊ　７
．３．節（ｐｐ、２３４−２３８）に記載されている従
来の差動ペアを用いた可変トランスコンダクタンス型乗
算器（同書、図７．３）、［または“旧ｐｄａｒ　ａｎ
ｄ　ＭＯＳ　Ａｎａｌｏｇ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ
１ｒｃｕｉｔ　Ｄｅｓｉｇｎの　９．４．　ｐｐ、　４
５６−４５９　　ＦＩｇｕｒｅ９　、４１の変形に相当
するが、間部に述べられているように従来の差動ペアで
は線形動作範囲は数ｍＶ以下であった。これに本発明に
よる線形化差動増幅器を用いることにより、１０倍以上
の線形範囲拡大が低い電源電圧で可能となる。

さて、以上では３つの線形化差動増幅器５゜１．５０−
２．５０−３のうち第１、第３がＮＰＮ１第２がＰＮＰ
　トランジスタで構成されている例を説明したが、例え
ば第１４図のごとく全てＮＰＮトランジスタで構成され
た線形化差動増幅器５０−１と同じものを３個用い、中
央に示したものの出力電流をカレントミラー回路６６．
６’７で折り返しても第１２図と同様の動作が実現でき
る。

ただし、中央の線形化差動増幅器をＮＰＮ　トランジス
タで構成したため、バイアスを設定するためのトランジ
スタと電流源６８．６３をそれぞれ逆極性の６８Ａと６
３Ａに変更する必要がある。

　７ 次に、本発明の線形化差動増幅器は動作電流を変化させ
ることにより、可変トランスコンダクタとして使用でき
る。したがって、例えば文献Ｏ，Ｖ。

１１、ｃａｌｄｅｒ；　　“Ａｕｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ　Ｇｙｒａｔｔｏｒ　Ｆｉｌｔｅｒｓ「ｏｒ　ａ
ｎ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｒａｄｉｏ　Ｐａｇｉｎｇ
　ＲｅｃｅｉｖｅｒＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏ
ｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｒａｄｉｏ　
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥ　Ｃｏｎｆ’ｅｒｅｎｃ
ｅ、Ｙｏｒｋ　Ｅｎｇｌａｎｄ、ｐｐ、２１−２８．１
９８４．のＰｉｇ、３．４に記載されているように、ト
ランスコンダクタを２個用いてジャイレータを構成し、
そのジャイレータとキャパシタを用いて等偏向にインダ
クタを実現することができるから、最終的にトランスコ
ンダクタとキャパシタを用いて集積回路でアクティブフ
ィルタを実現できる。

第１５図は、同文献に示されている手法で設計した５次
のローパスフィルタの回路図である。同図中の三角形の
記号はトランスコンダクタを表しており、具体的には第
１６図に示すように本発明の線形化差動増幅器（この場
合はＮ＝４の例を示しである）を用いることができる。

同文献ではＮ−２の従来の線形化差動増幅器を用いてい
るので、　８ この実施例の方が２倍以上の線形動作範囲が確保できる
。実際には、線形化差動増幅器は数ｍＶ〜１０ｍＶ程度
のオフセット電圧を有するため、その分だけ線形動作範
囲が狭まる。すなわち、従来の線形化差動増幅器のよう
に線形動作範囲が３０ｍＶ程度しかない場合は本発明の
ように１００ｍＶ程度の線形動作範囲を有するものに比
べて、事実上下著しく線形動作範囲が狭まることとなり
、実際は本発明の方が数倍の線形動作範囲を有する結果
となる。

第１７図は、第１６図に示した本発明に係る線形化差動
増幅器を、第１５図のローパスフィルタに適用して実際
に試作したアクティブフィルタの周波数特性の実測結果
である。同図はパラメータを電源電圧として入力端子が
１．００　ｍ　Ｖ　ｐ　−ｐの条件で測定したものであ
り、１Ｖ程度まで良好な性能を示している。また、第１
８図は、試作したアクティブフィルタの１１ｃ　Ｈｚに
おける歪率特性の実測結果であり、歪率が１％の点て見
ると、電源電圧１．ＩＶ、１．５Ｖのいずれについても
約４　つ 　０ １５０ｍＶｐ−ｐの入力が可能であった。以上のように
、本発明は低電圧動作に好適であることが実証された。

［発明の効果］ 以上の通り、本発明は特許請求の範囲に記載の通りの線
形化差動増幅器であるので、広い線形動作範囲を有し、
かつ人力インピーダンスを高くすることができ、増幅器
を始めとして、増幅器を利用したフィルタ、リミッタ、
ミクサ回路等に広く利用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の全体概要を示す説明図、第２図は本発
明に利用される負荷の一例を示す説明図、第３図は本発
明の一実施例を示す回路図、第４図は上記実施例の作用
を示す説明図、第５図は上記実施例の変形例を示す回路
図、第６図は上記実施例の他の変形例を示す回路図、第
７図（ａ）（ｂ）はいずれも本発明の他の実施例に用い
るオフセット電圧付与手段の構成例を示す回路図、第８
図は第７図（ａ）に示す回路を用いた差動増幅器の回路
図、第９図は第７図（ｂ）の回路を用いた差動増幅器の
回路図、第１０図は本発明の作用を従来例との比較で示
す説明図、第１１図はリミッタへの対応につき正規化人
力に対する正規化出力の特性を示す説明図、第１２図は
アナログ乗算器への応用例を示す回路図、第１３図は第
１２図の回路の人出力特性のシミュレーション結果の説
明図、第１４図は第１２図のアナログ乗算器の他の実施
例を示す説明図、第１５図は５次のローパスフィルタの
回路図、第１６図はこの回路に適用される線形化差動増
幅器の説明図、第１７図はこの線形化差動増幅器の周波
数特性の説明図、第１８図はアクティブフィルタの歪率
特性の実測結果を示す図、第１９図は一般的な差動増幅
ペアの説明図、第２０図はその作用を示す説明図である
。 １ ２ 第 ２図（ｂ） 符Ｆ３ＦＪ干 ５ １１／υ４（１／） １ 第７図（ａ） Ｘ線　毛

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）バイポーラトランジスタを用いた差動増幅ペアの
   入力端子同士と出力端子同士をそれぞれ並列的に接続し
   て成る差動増幅器において、Ｎを４以上の整数としてＮ
   組の差動増幅ペアを並列配置し、各差動増幅ペアに等価
   的なオフセット電圧を与える手段と、これらの出力電流
   を重み付けする手段と、これらの出力電流を加算する手
   段と、を具備することを特徴とする線形化差動増幅器。
2. （２）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、前
   記オフセット電圧を与える手段及び前記重み付けする手
   段は、差動入力電圧の変化分に対する差動出力電流の変
   化分が平坦特性となるような等価的オフセット電圧と出
   力電流の重み付けを行うことを特徴とする線形化差動増
   幅器。
3. （３）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、前
   記オフセット電圧を与える手段及び前記重み付け手段は
   、差動入力電圧の変化分に対する差動出力電流の変化分
   が等リップル特性となるような等価的オフセット電圧と
   出力電流の重み付けを行うことを特徴とする線形化差動
   増幅器。
4. （４）請求項２に記載の線形化差動増幅器において、前
   記重み付けする手段が重み付けする電流は、前記差動増
   幅ペアの共通接続されたエミッタに接続された電流源の
   電流値であることを特徴とする線形化差動増幅器。
5. （５）請求項３に記載の線形化差動増幅器において、前
   記重み付け手段が重み付けする電流は、前記差動増幅ペ
   アの共通接続されたエミッタに接続された電流源の電流
   値であることを特徴とする線形化差動増幅器。
6. （６）請求項４に記載の線形化差動増幅器において、差
   動増幅ペアの数が４組であり、該４組の差動増幅ペアに
   与える等価的オフセット電圧がそれぞれ、第１の差動増
   幅対に対しては１．２９８・２・Ｖ＿Ｔ、第２の差動増
   幅ペアに対しては０．３５４・２・Ｖ＿Ｔ、第３の差動
   増幅ペアに対しては−０．３５４・２・Ｖ＿Ｔ、第４の
   差動増幅ペアに対しては−１．２９８・２・Ｖ＿Ｔ（た
   だしＶ＿Ｔは熱電圧で、Ｖ＿Ｔ＝ＫＴ／ｑ、Ｋ：ボルツ
   マン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の電荷）付近であり
   、該４組の差動増幅ペアの出力電流の重み付けのわりあ
   いが、前記第１および第４の差動増幅ペアの出力電流に
   対して他の２組の差動増幅ペアの出力電流が０．５４７
   ８倍付近であるように構成したことを特徴とする線形化
   差動増幅器。
7. （７）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、前
   記オフセット電圧を与える手段を、各差動増幅ペアの構
   成要素であるトランジスタのエミッタ面積を変化させる
   ことで構成することを特徴とする線形化差動増幅器。
8. （８）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、前
   記差動増幅ペアの出力電流を加算する手段が、前記差動
   増幅ペアの出力端子同士を接続するワイヤード・オアで
   構成されることを特徴とする線形化差動増幅器。
9. （９）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、前
   記電流を重み付けする手段は、全ての差動増幅ペアの動
   作電流を比例させて変化させることにより、トランスコ
   ンダクタンスを可変としたものであることを特徴とする
   線形化差動増幅器。
10. （１０）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、
    差動増幅ペアを構成するバイポーラトランジスタが、シ
    リコントランジスタ、またはシリコンヘテロバイポーラ
    トランジスタ、またはガリウム砒素ヘテロバイポーラト
    ランジスタであることを特徴とする線形化差動増幅器。
11. （１１）請求項１に記載の線形化差動増幅器において、
    前記重み付けする手段は、全ての差動増幅ペアの動作電
    流を絶対温度に比例して変化させることを特徴とする線
    形化差動増幅器。