JPH0370943B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0370943B2 JPH0370943B2 JP16446485A JP16446485A JPH0370943B2 JP H0370943 B2 JPH0370943 B2 JP H0370943B2 JP 16446485 A JP16446485 A JP 16446485A JP 16446485 A JP16446485 A JP 16446485A JP H0370943 B2 JPH0370943 B2 JP H0370943B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- modem
- encoding method
- circuit
- training
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
符号器、復号器側共トレーニング信号検出用と
して、信号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式
に切り替えるようにすることで、復号器側の切り
替えが、伝送路の雑音により符号器側の切り替え
とミスマツチングしないようにしたものである。
して、信号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式
に切り替えるようにすることで、復号器側の切り
替えが、伝送路の雑音により符号器側の切り替え
とミスマツチングしないようにしたものである。
本発明は、モデムのトレーニング信号検出によ
り、音声信号に最適化していた符号化方式を、モ
デムに最適化した符号化方式に切り替える適応差
分符号化方式の切替制御方式の改良に関する。
り、音声信号に最適化していた符号化方式を、モ
デムに最適化した符号化方式に切り替える適応差
分符号化方式の切替制御方式の改良に関する。
上記適応差分符号化方式は、本出願人が昭和60
年に特許出願した、音声信号の適応差分符号化方
式を現存する通信網に適応する場合、音声信号の
他に、音声帯域モデム信号の9600bps以下は勿論
9600bps以上のデータ伝送も可能にするもので、
以下に説明する構成となつているものである。
年に特許出願した、音声信号の適応差分符号化方
式を現存する通信網に適応する場合、音声信号の
他に、音声帯域モデム信号の9600bps以下は勿論
9600bps以上のデータ伝送も可能にするもので、
以下に説明する構成となつているものである。
第４図は適応差分符号化方式の符号器のブロツ
ク図、第５図は適応差分符号化方式の復号器のブ
ロツク図である。
ク図、第５図は適応差分符号化方式の復号器のブ
ロツク図である。
図中１，３，７は加算器、２は半固定／適応量
子化器、４，８は固定／適応予測器、６は半固
定／適応逆量子化器、５，９はトレーニング信号
検出器を示す。
子化器、４，８は固定／適応予測器、６は半固
定／適応逆量子化器、５，９はトレーニング信号
検出器を示す。
第４図に示す適応差分符号化方式の符号器は、
入力信号が音声信号の時は量子化器２を適応量子
化器とし、予測器４を適応予測器として適応差分
符号化器として動作しており、モデムを使用する
場合最初に流すトレーニング信号をトレーニング
信号検出器５にて検出すると、量子化器２及び予
測器４をモデムに最適な半固定量子化器、固定予
測器に切り替え差分符号化された信号を伝送路に
送出するものである。
入力信号が音声信号の時は量子化器２を適応量子
化器とし、予測器４を適応予測器として適応差分
符号化器として動作しており、モデムを使用する
場合最初に流すトレーニング信号をトレーニング
信号検出器５にて検出すると、量子化器２及び予
測器４をモデムに最適な半固定量子化器、固定予
測器に切り替え差分符号化された信号を伝送路に
送出するものである。
第５図に示す適応差分符号化方式の復号器は、
上記の符号器に対応して、音声信号の時は逆量子
化器、予測器８を夫々適応逆量子化器、適応予測
器とし、トレーニング信号検出器９にてトレーニ
ング信号を検出した時は、半固定逆量子化器、固
定予測器に切り替えるものである。
上記の符号器に対応して、音声信号の時は逆量子
化器、予測器８を夫々適応逆量子化器、適応予測
器とし、トレーニング信号検出器９にてトレーニ
ング信号を検出した時は、半固定逆量子化器、固
定予測器に切り替えるものである。
この復号器にて、トレーニング信号検出によ
り、半固定逆量子化器、固定予測器に切り替える
時、伝送路の雑音により、符号器側の切り替えと
ミスマツチングしないことが望ましい。
り、半固定逆量子化器、固定予測器に切り替える
時、伝送路の雑音により、符号器側の切り替えと
ミスマツチングしないことが望ましい。
第６図は従来例のトレーニング信号検出器のブ
ロツク図である。
ロツク図である。
図中、１０は500Hzバンドパスフイルタ、１１
は1700Hzバンドパスフイルタ、１２は2900Hzバン
ドパスフイルタ、１３〜１５は比較器、１６はア
ンド回路、１７はカウンタを示す。
は1700Hzバンドパスフイルタ、１２は2900Hzバン
ドパスフイルタ、１３〜１５は比較器、１６はア
ンド回路、１７はカウンタを示す。
モデムより送出されるトレーニング信号は、
500Hz、1700Hz、2900Hzの周波数の複合正弦波に
より構成されている単純な繰り返し波形である
Ａ、Ｂパターンである。
500Hz、1700Hz、2900Hzの周波数の複合正弦波に
より構成されている単純な繰り返し波形である
Ａ、Ｂパターンである。
このトレーニング信号を、500Hzバンドパスフ
イルタ１０、1700Hzバンドパスフイルタ１１、
2900Hzバンドパスフイルタ１２を通し、それ等の
出力を夫々比較器１３〜１５にてしきい値と比較
し、これ以上のレベルである場合の比較器１３〜
１５の出力をアンド回路１４にてアンドをとり、
出力が１レベルになつてから、入力信号レベルが
一定になる迄カウンタ１７にてカウントした後、
符号器、復号器共モデムに最適な側に切り替える
ようにしている。
イルタ１０、1700Hzバンドパスフイルタ１１、
2900Hzバンドパスフイルタ１２を通し、それ等の
出力を夫々比較器１３〜１５にてしきい値と比較
し、これ以上のレベルである場合の比較器１３〜
１５の出力をアンド回路１４にてアンドをとり、
出力が１レベルになつてから、入力信号レベルが
一定になる迄カウンタ１７にてカウントした後、
符号器、復号器共モデムに最適な側に切り替える
ようにしている。
しかしながら、伝送路に雑音があると、入力信
号は、第７図に示す如く、雑音がない場合はイに
示す特性であつたものが、ロに示す如くレベル変
化が生じることがある。
号は、第７図に示す如く、雑音がない場合はイに
示す特性であつたものが、ロに示す如くレベル変
化が生じることがある。
従つて、復号器側で、第６図の比較器１３〜１
５にてしきい値以上のレベルを検出する場合、イ
の特性の場合はハ点であつたものが、ロの特性の
場合はニ点となり、時間的にΔの差を生じる。
５にてしきい値以上のレベルを検出する場合、イ
の特性の場合はハ点であつたものが、ロの特性の
場合はニ点となり、時間的にΔの差を生じる。
この為符号器側と復号器側とは切り替わるのに
時間的にΔの差を生じることがあり、この間ミス
マツチングする問題点がある。
時間的にΔの差を生じることがあり、この間ミス
マツチングする問題点がある。
上記問題点は、符号器、復号器側共トレーニン
グ信号検出用として、フイードバツク量を可変出
来る機能を備え且つ限られた周波数範囲内で引き
込み動作可能な位相同期回路にて位相同期をと
り、入力信号との同期検波を行つた後の直流信号
の符号により信号を検出する信号検出回路を用
い、この出力によりモデムに最適化した符号化方
式に切り替えるようにした本発明の切替制御方式
により解決される。
グ信号検出用として、フイードバツク量を可変出
来る機能を備え且つ限られた周波数範囲内で引き
込み動作可能な位相同期回路にて位相同期をと
り、入力信号との同期検波を行つた後の直流信号
の符号により信号を検出する信号検出回路を用
い、この出力によりモデムに最適化した符号化方
式に切り替えるようにした本発明の切替制御方式
により解決される。
本発明では、位相同期をとり、同期検波を行つ
た結果の直流成分の符号で信号を検出する信号検
出回路は、信号の検出を位相的に行つておりパワ
ーによる検出でないので、伝送路の雑音付加によ
る影響はない点に着目し、入力するトレーニング
信号の内の繰り返し波形（例えばV.29モデムト
レーニング信号のＡ、Ｂパターン）に引き込み動
作を行うことでトレーニング信号を検出した後、
位相同期回路のフイードバツク量を少なくして、
追随時間を遅くし、トレーニング信号の終了を位
相同期の引き込み状態が外れる時点でとらえ、こ
れを基準として、モデムに最適化した側に切り替
えるようにしているので、符号器側と復号器側と
の切り替えがミスマツチングすることはなくな
る。
た結果の直流成分の符号で信号を検出する信号検
出回路は、信号の検出を位相的に行つておりパワ
ーによる検出でないので、伝送路の雑音付加によ
る影響はない点に着目し、入力するトレーニング
信号の内の繰り返し波形（例えばV.29モデムト
レーニング信号のＡ、Ｂパターン）に引き込み動
作を行うことでトレーニング信号を検出した後、
位相同期回路のフイードバツク量を少なくして、
追随時間を遅くし、トレーニング信号の終了を位
相同期の引き込み状態が外れる時点でとらえ、こ
れを基準として、モデムに最適化した側に切り替
えるようにしているので、符号器側と復号器側と
の切り替えがミスマツチングすることはなくな
る。
第１図は、本発明の実施例のトレーニング信号
検出器のブロツク図、第２図は、第１図の場合の
切り替え点検出のタイムチヤート、第３図は、第
１図の信号検出回路１８の詳細を示すブロツク図
である。
検出器のブロツク図、第２図は、第１図の場合の
切り替え点検出のタイムチヤート、第３図は、第
１図の信号検出回路１８の詳細を示すブロツク図
である。
図中１８は信号検出回路、１９は零交差識別
器、２０はカウンタ、２１，２２は比較器、２３
はノツト回路、２４〜２６はフリツプフロツプ、
２７はアンド回路、２８，３０はフイルタ、２
９，３１〜３４は乗算器、３５，３６は遅延素
子、３７はリミツタ、３８は加算器、３９は符号
検出器、４０は位相同期回路（PLL回路）を示
す。
器、２０はカウンタ、２１，２２は比較器、２３
はノツト回路、２４〜２６はフリツプフロツプ、
２７はアンド回路、２８，３０はフイルタ、２
９，３１〜３４は乗算器、３５，３６は遅延素
子、３７はリミツタ、３８は加算器、３９は符号
検出器、４０は位相同期回路（PLL回路）を示
す。
この第３図に示す信号検出回路は、正弦波信号
の周波数を中心に限られた範囲内で引き込み動作
可能な位相同期回路４０を用いて、該正弦波信号
の同期検波を乗算器２９を介することにより行な
つた結果の直流成分が、予め定められた期間に符
号の変化のないことを検出し、一定期間受信され
る正弦波信号を検出することで、信号の検出を位
相的に行い雑音による影響をなくした本出願人が
昭和60年に特許出願した信号検出回路である。
の周波数を中心に限られた範囲内で引き込み動作
可能な位相同期回路４０を用いて、該正弦波信号
の同期検波を乗算器２９を介することにより行な
つた結果の直流成分が、予め定められた期間に符
号の変化のないことを検出し、一定期間受信され
る正弦波信号を検出することで、信号の検出を位
相的に行い雑音による影響をなくした本出願人が
昭和60年に特許出願した信号検出回路である。
即ち、フイルタ２８を通つた正弦波の信号
Cosθ′nと位相同期回路４０の出力の虚数成分Sin
（θ0＋ω）ｎとを乗算器３１にて乗算した結果の
信号の、正か負かを検出する符号検出器３９、そ
の出力に小さい値の正の常数αを乗算する乗算器
３４、その出力を、加算器３８、リミツタ３７、
遅延素子３６よりなるオフセツト周波数を制限す
る積分回路の出力周波数ωと入力１により、信号
ej〓を得、この位相同期回路４０の乗算器３２に
信号ej〓を入力する発振器が引き込める周波数を
ωの範囲に制限して、 θ′＝θ0＋ωとなるように適応制御し、乗算器２９
にて位相同期回路４０の出力の実数成分Cos（θ0
＋ω）ｎとフイルタ２８の出力Cosθ′nとを乗算
器２９にて乗算して直流成分及び入力周波数の倍
周波数成分を得、フイルタ３０にて直流成分を取
り出し、零交差識別器１９にて予め定められた一
定期間監視し、零交差がないことで信号周波数成
分を検出している。
Cosθ′nと位相同期回路４０の出力の虚数成分Sin
（θ0＋ω）ｎとを乗算器３１にて乗算した結果の
信号の、正か負かを検出する符号検出器３９、そ
の出力に小さい値の正の常数αを乗算する乗算器
３４、その出力を、加算器３８、リミツタ３７、
遅延素子３６よりなるオフセツト周波数を制限す
る積分回路の出力周波数ωと入力１により、信号
ej〓を得、この位相同期回路４０の乗算器３２に
信号ej〓を入力する発振器が引き込める周波数を
ωの範囲に制限して、 θ′＝θ0＋ωとなるように適応制御し、乗算器２９
にて位相同期回路４０の出力の実数成分Cos（θ0
＋ω）ｎとフイルタ２８の出力Cosθ′nとを乗算
器２９にて乗算して直流成分及び入力周波数の倍
周波数成分を得、フイルタ３０にて直流成分を取
り出し、零交差識別器１９にて予め定められた一
定期間監視し、零交差がないことで信号周波数成
分を検出している。
ここでθ′＝2πfc′／fs
但しfc′＝キヤリヤ周波数
fs＝サンプリング周波数
尚第１図の場合に用いる時は、フイルタ２８に
はモデムのトレーニング信号である1700Hzの信号
を8KHzにてサンプリングされた信号が入力する
ことになる。
はモデムのトレーニング信号である1700Hzの信号
を8KHzにてサンプリングされた信号が入力する
ことになる。
次に第１図第２図に用いてトレーニング信号検
出に就いて説明する。
出に就いて説明する。
Ａ、Ｂパターンの1700Hzのトレーニング信号が
信号検出回路１８に入力すると、上記説明の如く
にして、零交差識別器１９の出力は、第２図に示
す如く正の値が続く。
信号検出回路１８に入力すると、上記説明の如く
にして、零交差識別器１９の出力は、第２図に示
す如く正の値が続く。
カウンタ２０は、符号が正である状態の継続回
数をカウントするもので、零交差識別器１９の出
力が正であつた時はカウント数を１増加し、負で
あつた時はカウント数を０クリアする。
数をカウントするもので、零交差識別器１９の出
力が正であつた時はカウント数を１増加し、負で
あつた時はカウント数を０クリアする。
比較器２２はカウント数とトレーニング信号が
一定レベルになると思われる時間の値100とを比
較するもので、100を越えると、フリツプフロツ
プ２５を介して信号検出回路１８の常数αの値を
例えば1/4にしオフセツト周波数成分修正の為の
フイードバツク量を減少させ、引き込み動作を遅
くさせ、Ａ、Ｂパターンの終了を確実に検出出来
るようにする。
一定レベルになると思われる時間の値100とを比
較するもので、100を越えると、フリツプフロツ
プ２５を介して信号検出回路１８の常数αの値を
例えば1/4にしオフセツト周波数成分修正の為の
フイードバツク量を減少させ、引き込み動作を遅
くさせ、Ａ、Ｂパターンの終了を確実に検出出来
るようにする。
比較器２１はＡ、Ｂパターンの継続すると思わ
れる時間より僅か少ない値の300と比較し、これ
以上になるとフリツプフロツプ２４の出力を１レ
ベルとしてアンド回路２７に入力させる。
れる時間より僅か少ない値の300と比較し、これ
以上になるとフリツプフロツプ２４の出力を１レ
ベルとしてアンド回路２７に入力させる。
このようにしておくと、第２図に示す如くＡ、
Ｂパターンが終了し、零交差識別器１７の出力が
負の値になると、ノツト回路２３を介してアンド
回路２７の出力より１レベルが出力し、フリツプ
フロツプ２６に入力し、フリツプフロツプ２６の
出力より、第４図の符号器では量子化器２、予測
器４を夫々半固定、固定に切り替え、第５図の復
号器では逆量子化器６、予測器８を夫々半固定、
固定に切り替える。
Ｂパターンが終了し、零交差識別器１７の出力が
負の値になると、ノツト回路２３を介してアンド
回路２７の出力より１レベルが出力し、フリツプ
フロツプ２６に入力し、フリツプフロツプ２６の
出力より、第４図の符号器では量子化器２、予測
器４を夫々半固定、固定に切り替え、第５図の復
号器では逆量子化器６、予測器８を夫々半固定、
固定に切り替える。
即ち、このように位相変化で信号を検出するよ
うにすれば、伝送路に雑音があつても影響されな
い為、符号器と復号器側の、モデムに最適化した
符号化方式への切り替えにミスマツチングをする
ことがなくなる。
うにすれば、伝送路に雑音があつても影響されな
い為、符号器と復号器側の、モデムに最適化した
符号化方式への切り替えにミスマツチングをする
ことがなくなる。
以上詳細に説明せる如く本発明によれば、位相
変化でトレーニング信号を検出するようにしてい
るので、伝送路に雑音があつても影響されない
為、符号器と復号器側の、モデムに最適化した符
号化方式への切り替えにミスマツチングをするこ
とがなくなる効果がある。
変化でトレーニング信号を検出するようにしてい
るので、伝送路に雑音があつても影響されない
為、符号器と復号器側の、モデムに最適化した符
号化方式への切り替えにミスマツチングをするこ
とがなくなる効果がある。
第１図は本発明の実施例のトレーニング信号検
出器のブロツク図、第２図は第１図の場合の切り
替え点検出のタイムチヤート、第３図は第１図の
信号検出回路１８の詳細を示すブロツク図、第４
図は適応差分符号化方式の符号器のブロツク図、
第５図は適応差分符号化方式の復号器のブロツク
図、第６図は従来例のトレーニング信号検出器の
ブロツク図、第７図は雑音によるトレーニング信
号のレベル変化を示す特性図である。 図において、２は半固定／適応量子化器、４，
８は固定／適応予測器、５，９はトレーニング信
号検出器、６は半固定／適応逆量子化器、１０は
500Hzバンドパスフイルタ、１１は1700Hzバンド
パスフイルタ、１２は2900Hzバンドパスフイル
タ、１３〜１５，２２，２３は比較器、１６，２
７はアンド回路、１７，２０はカウンタ、１８は
信号検出回路、１９は零交差識別器、２３はノツ
ト回路、２４〜２６はフリツプフロツプ、２８，
３０はフイルタ、２９，３１〜３４は乗算器、３
５，３６は遅延素子、３７はリミツタ、３９は符
号検出器、４０は位相同期回路を示す。
出器のブロツク図、第２図は第１図の場合の切り
替え点検出のタイムチヤート、第３図は第１図の
信号検出回路１８の詳細を示すブロツク図、第４
図は適応差分符号化方式の符号器のブロツク図、
第５図は適応差分符号化方式の復号器のブロツク
図、第６図は従来例のトレーニング信号検出器の
ブロツク図、第７図は雑音によるトレーニング信
号のレベル変化を示す特性図である。 図において、２は半固定／適応量子化器、４，
８は固定／適応予測器、５，９はトレーニング信
号検出器、６は半固定／適応逆量子化器、１０は
500Hzバンドパスフイルタ、１１は1700Hzバンド
パスフイルタ、１２は2900Hzバンドパスフイル
タ、１３〜１５，２２，２３は比較器、１６，２
７はアンド回路、１７，２０はカウンタ、１８は
信号検出回路、１９は零交差識別器、２３はノツ
ト回路、２４〜２６はフリツプフロツプ、２８，
３０はフイルタ、２９，３１〜３４は乗算器、３
５，３６は遅延素子、３７はリミツタ、３９は符
号検出器、４０は位相同期回路を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ モデムのトレーニング信号検出により、音声
信号に最適化していた符号化方式を、モデムに最
適化した符号化方式に切り替える適応差分符号化
方式において、 符号器、復号器側共トレーニング信号検出用と
して、 フイードバツク量を可変出来る機能を備え且つ
限られた周波数範囲内で引き込み動作可能な位相
同期回路にて位相同期をとり、入力信号との同期
検波を行つた後の直流信号の符号により信号を検
出する信号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式
に切り替えるようにしたことを特徴とする切替制
御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16446485A JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16446485A JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6224733A JPS6224733A (ja) | 1987-02-02 |
| JPH0370943B2 true JPH0370943B2 (ja) | 1991-11-11 |
Family
ID=15793671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16446485A Granted JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6224733A (ja) |
-
1985
- 1985-07-25 JP JP16446485A patent/JPS6224733A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6224733A (ja) | 1987-02-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1067152A (en) | Digital timing recovery | |
| CA1130871A (en) | Non-linear digital filter | |
| EP0381637A1 (en) | A method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| US5400365A (en) | Isk receiver | |
| CA1137571A (en) | Method of demodulating a quadphase coded data signal and receiver for carrying out the method | |
| JPH06338916A (ja) | データ端末 | |
| JPH04286248A (ja) | ベースバンド遅延検波器 | |
| JPH0370943B2 (ja) | ||
| JPH04172840A (ja) | 復調装置 | |
| US3406255A (en) | Data transmission techniques using orthogonal fm signal | |
| CA2161042C (en) | Digital phase reversal detector | |
| JPS6240829A (ja) | モデムトレ−ニング信号検出器 | |
| US4322850A (en) | Sampling system for decoding biphase-coded data messages | |
| EP0238100A2 (en) | Improved modem signal acquisition technique | |
| JPS63176018A (ja) | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 | |
| JPH0526379B2 (ja) | ||
| JPH01240024A (ja) | クロック再生回路 | |
| JPH0452021B2 (ja) | ||
| JPS59183560A (ja) | クロツク位相制御回路 | |
| CA1066371A (en) | Demodulator for frequency-shift keying system | |
| Chesmore | Application of pulse processing neural networks in communications and signal demodulation | |
| JPS6221302B2 (ja) | ||
| JP3183456B2 (ja) | クロック再生回路及びこれを用いた受信装置 | |
| Hordeski Jr | TUNABLE FSK/AM SIGNAL DETECTOR ON A 6U-VME CARD | |
| JPS60162304A (ja) | デイジタル復調装置 |