JPH0353807B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0353807B2 JPH0353807B2 JP61024597A JP2459786A JPH0353807B2 JP H0353807 B2 JPH0353807 B2 JP H0353807B2 JP 61024597 A JP61024597 A JP 61024597A JP 2459786 A JP2459786 A JP 2459786A JP H0353807 B2 JPH0353807 B2 JP H0353807B2
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- Japan
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- inverter
- voltage
- fluctuations
- current
- controlled oscillator
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、インバータを用いた電圧制御発振
器に関し、特にインバータに供給する電源電圧の
変動やバラツキがあつても発振周波数の変動を抑
制するようにした電圧制御発振器に関するもので
ある。
器に関し、特にインバータに供給する電源電圧の
変動やバラツキがあつても発振周波数の変動を抑
制するようにした電圧制御発振器に関するもので
ある。
従来この種の回路として第３図に示すものがあ
つた。
つた。
同図において、１１〜１３は縦続接続されたイ
ンバータ、１４はダイオード、１５は電流源（電
流値Ｉ）、１６はコンデンサ（容量値Ｃ）である。
ンバータ、１４はダイオード、１５は電流源（電
流値Ｉ）、１６はコンデンサ（容量値Ｃ）である。
インバータ１１〜１３には電源VDDが供給され
ている。電流源１５は、トランジスタQ1，Q2、
抵抗R1，R2，R3および直流電源Vcからなるカレ
ントミラー回路によつて構成され、このVcを制
御することによりトランジスタQ1のコレクタ電
流Ｉが可変できるようになつている。
ている。電流源１５は、トランジスタQ1，Q2、
抵抗R1，R2，R3および直流電源Vcからなるカレ
ントミラー回路によつて構成され、このVcを制
御することによりトランジスタQ1のコレクタ電
流Ｉが可変できるようになつている。
トランジスタQ2はトランジスタQ1の温度補償
用であり、ダイオードで代用してもよい。
用であり、ダイオードで代用してもよい。
図において、V1〜V4は各部の電圧、ｉはダイ
オード１４を通じてコンデンサ１６に流れこむ電
流である。
オード１４を通じてコンデンサ１６に流れこむ電
流である。
第４図ａは、各インバータ１１〜１３の１個当
りの動作を示している。
りの動作を示している。
いま、同図ｂのように、電圧V1が時刻t1にＨレ
ベル（しきい値以上）にあるとすると、電圧V2，
V4はＬレベル、電圧V3はＨレベルにある（同図
ｃ，ｂ）。
ベル（しきい値以上）にあるとすると、電圧V2，
V4はＬレベル、電圧V3はＨレベルにある（同図
ｃ，ｂ）。
このとき、ダイオード１４はオフになつている
ので、コンデンサ１６から電荷が定電流源１５へ
流れこむ。したがつて、V1の時間変化dv1／dtは
−１／Ｃとなり、V1は直線的に低下する。
ので、コンデンサ１６から電荷が定電流源１５へ
流れこむ。したがつて、V1の時間変化dv1／dtは
−１／Ｃとなり、V1は直線的に低下する。
時刻t2になると、V1がしきい値よりも低くなる
ので、Ｌレベルになり、V2，V3は次々に反転す
る。
ので、Ｌレベルになり、V2，V3は次々に反転す
る。
時刻t3でV3が変化し始めると、V1もこれに伴
つて低下する。V1がV4よりもダイオード４の動
作電圧（VF）分だけ低くなると、V4−VFという
値をとり始める。
つて低下する。V1がV4よりもダイオード４の動
作電圧（VF）分だけ低くなると、V4−VFという
値をとり始める。
V3の反転によりV4がＬ→Ｈと変化するが、イ
ンバータ１３がダイオード１４を通じてコンデン
サ１６に電流ｉを流すので、V1もＬ→Ｈと変化
する。このときのdv4／dtは大きいが、インバー
タ１３の出力インピーダンスが低いため、V1は
V4に追従できる。
ンバータ１３がダイオード１４を通じてコンデン
サ１６に電流ｉを流すので、V1もＬ→Ｈと変化
する。このときのdv4／dtは大きいが、インバー
タ１３の出力インピーダンスが低いため、V1は
V4に追従できる。
この途中でV1がしきい値を横切るので、V2〜
V4は次々に反転する。
V4は次々に反転する。
V4が反転し始め、ダイオード１４がオフにな
ると（時刻t4）、コンデンサ１６の電荷は定電流
源１５を通じて引き抜かれ始め、以下、上記動作
がくり返される。
ると（時刻t4）、コンデンサ１６の電荷は定電流
源１５を通じて引き抜かれ始め、以下、上記動作
がくり返される。
すなわち、周波数ｆ＝１／Ｔの発振器となり、
たとえばV3がクロツク信号として取り出される。
たとえばV3がクロツク信号として取り出される。
ここで、電圧Vcを上昇させると電流Ｉが増加
し、コンデンサ１６の電荷を引き抜く速度が大き
くなるため、時刻t4から次にしきい値を横切る時
刻t5までの時間が短くなり、発振周波数が上昇す
る。すなわち、電圧Vcにより発振周波数を制御
することができ、電圧制御発振器を構成すること
ができる。
し、コンデンサ１６の電荷を引き抜く速度が大き
くなるため、時刻t4から次にしきい値を横切る時
刻t5までの時間が短くなり、発振周波数が上昇す
る。すなわち、電圧Vcにより発振周波数を制御
することができ、電圧制御発振器を構成すること
ができる。
かかる従来の電圧制御発振器では、たとえばＣ
−MOSタイプのインバータを例によると、電源
電圧VDDがΔVだけ変化するのに対し、しきい値
の変化はΔV／２弱となるため、V1の時刻t4時の
値としきい値との間の電圧差VAが変化する。こ
れに対し、V1の変化率（−１／Ｃ）がそのまま
であると、時刻t4〜t5の時間が異なつてきて、発
振周波数の変動となつて現われてしまう。
−MOSタイプのインバータを例によると、電源
電圧VDDがΔVだけ変化するのに対し、しきい値
の変化はΔV／２弱となるため、V1の時刻t4時の
値としきい値との間の電圧差VAが変化する。こ
れに対し、V1の変化率（−１／Ｃ）がそのまま
であると、時刻t4〜t5の時間が異なつてきて、発
振周波数の変動となつて現われてしまう。
すなわち、第２図ａに示す電源電圧VDDと発振
周波数との関係から明らかなように、電源電圧
VDDの変動やバラツキの影響は、直接発振周波数
の変動やバラツキとなつてしまうため、無調整で
量産を行なうためには大きな障害となつている。
周波数との関係から明らかなように、電源電圧
VDDの変動やバラツキの影響は、直接発振周波数
の変動やバラツキとなつてしまうため、無調整で
量産を行なうためには大きな障害となつている。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するために成されたもので、発振周波数の制
御用電流Ｉが、インバータ用電源電圧VDDに依存
するような構成にすることによつて、インバータ
用電源電圧VDDの変動やバラツキがあつても発振
周波数の変動やバラツキを極小に抑えることので
きる電圧制御発振器を提供することを目的として
いる。
除去するために成されたもので、発振周波数の制
御用電流Ｉが、インバータ用電源電圧VDDに依存
するような構成にすることによつて、インバータ
用電源電圧VDDの変動やバラツキがあつても発振
周波数の変動やバラツキを極小に抑えることので
きる電圧制御発振器を提供することを目的として
いる。
以下、この発明について説明する。
第１図はこの発明の実施例であり、第３図従来
例と異なるところは、抵抗R4を電源VDDとトラン
ジスタQ2のコレクタとの間に挿入した点である。
例と異なるところは、抵抗R4を電源VDDとトラン
ジスタQ2のコレクタとの間に挿入した点である。
次にこの発明の動作について説明する。
第１図において、電流ＩはVcだけでなく、VDD
の関数にもなる。すなわち、VDDが大きいと電流
Ｉも大きくなり、VDDが小さいとＩも小さくな
る。
の関数にもなる。すなわち、VDDが大きいと電流
Ｉも大きくなり、VDDが小さいとＩも小さくな
る。
これによつて、たとえばVDDが大きくなると第
４図におけるVAも大きくなるが、電流Ｉも大き
くなつてコンデンサ１６の電荷引抜き速度が大き
い方向に変化するため、発振周波数の変化はわず
かですむようになる。
４図におけるVAも大きくなるが、電流Ｉも大き
くなつてコンデンサ１６の電荷引抜き速度が大き
い方向に変化するため、発振周波数の変化はわず
かですむようになる。
この結果、たとえば、発振周波数のVDD依存性
は第２図ｂのようになり、インバータ用電源電圧
の変動やバラツキがあつても発振周波数の変動や
バラツキを極小に抑えることができる。
は第２図ｂのようになり、インバータ用電源電圧
の変動やバラツキがあつても発振周波数の変動や
バラツキを極小に抑えることができる。
なお、上記実施例では、トランジスタと抵抗の
みを用いた電流源を使用した回路を示したが、演
算増幅器１７を利用して第５図のような構成とし
てもよい。
みを用いた電流源を使用した回路を示したが、演
算増幅器１７を利用して第５図のような構成とし
てもよい。
この構成では、VcとVDDが抵抗R11，R12，R13
を通じて、加算、分圧され、演算増幅器１７の非
反転入力端子に印加される。この電圧と等しい電
圧が抵抗R14に立つように、トランジスタQ3のエ
ミツタ電流（≒コレクタ電流Ｉ）が決定される。
を通じて、加算、分圧され、演算増幅器１７の非
反転入力端子に印加される。この電圧と等しい電
圧が抵抗R14に立つように、トランジスタQ3のエ
ミツタ電流（≒コレクタ電流Ｉ）が決定される。
したがつて、第１図の実施例と同様にVDDの変
動やバラツキが、電流Ｉの変動やバラツキになつ
て現われ、これが発振周波数の変動やバラツキを
キヤンセルする方向に作用する。このため、VDD
が変動したり、バラツキがあつたりしても発振周
波数の変動やバラツキを極小に抑えることができ
る。
動やバラツキが、電流Ｉの変動やバラツキになつ
て現われ、これが発振周波数の変動やバラツキを
キヤンセルする方向に作用する。このため、VDD
が変動したり、バラツキがあつたりしても発振周
波数の変動やバラツキを極小に抑えることができ
る。
以上のようにこの発明によれば、インバータ用
電源電圧の変動やバラツキが、コンデンサの電荷
を引抜く電流値の変動やバラツキになつて現わ
れ、これが発振周波数の変動やバラツキをキヤン
セルする方向に作用するため、インバータ用電源
電圧の変動やバラツキの影響が極小な電圧制御発
振器を実現することができる。
電源電圧の変動やバラツキが、コンデンサの電荷
を引抜く電流値の変動やバラツキになつて現わ
れ、これが発振周波数の変動やバラツキをキヤン
セルする方向に作用するため、インバータ用電源
電圧の変動やバラツキの影響が極小な電圧制御発
振器を実現することができる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２
図は従来及び本発明による発振周波数の電圧依存
性の例を示す図、第３図は従来の電圧制御発振器
の例を示す回路図、第４図は従来及び本発明によ
る発振器の説明をするための波形を示す図、第５
図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 １１〜１３……インバータ、１４……ダイオー
ド、１５……電流源、１６……コンデンサ、１７
……演算増幅器。
図は従来及び本発明による発振周波数の電圧依存
性の例を示す図、第３図は従来の電圧制御発振器
の例を示す回路図、第４図は従来及び本発明によ
る発振器の説明をするための波形を示す図、第５
図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 １１〜１３……インバータ、１４……ダイオー
ド、１５……電流源、１６……コンデンサ、１７
……演算増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ３段以上縦続接続された第１，第２，……，
第ｎ（ｎは３以上の奇数）のインバータと、 上記第１のインバータ入力と第ｎのインバータ
出力間に接続された一方向性素子と、 上記第１のインバータの入力端子と第ｍ（ｍは
２〜ｎ−１の偶数）のインバータの出力端子の間
に接続されたコンデンサと、 上記第１のインバータ入力と一方向性素子との
接続点に接続され、制御電圧により電流値が可変
される電流源とを備え、 上記電流源により上記コンデンサの充電または
放電の速度を決定するようにした電圧制御発振器
において、 上記電流源の電流値が、上記制御電圧ととも
に、上記インバータ用の電源の電圧にも依存する
ように構成されたことを特徴とする電圧制御発振
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024597A JPS62294317A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024597A JPS62294317A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62294317A JPS62294317A (ja) | 1987-12-21 |
| JPH0353807B2 true JPH0353807B2 (ja) | 1991-08-16 |
Family
ID=12142560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61024597A Granted JPS62294317A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62294317A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5061906A (en) * | 1989-07-28 | 1991-10-29 | Fujitsu Limited | Voltage controlled oscillator using control transistors in a loop formed of inverters |
| KR101842233B1 (ko) * | 2015-12-24 | 2018-05-14 | 에코 리서치 인스티튜트 엘티디. | 처리 능력이 큰 분쇄기 및 미세 지분 제조 방법 |
-
1986
- 1986-02-06 JP JP61024597A patent/JPS62294317A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62294317A (ja) | 1987-12-21 |
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