JPH0346587Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0346587Y2 JPH0346587Y2 JP1990020666U JP2066690U JPH0346587Y2 JP H0346587 Y2 JPH0346587 Y2 JP H0346587Y2 JP 1990020666 U JP1990020666 U JP 1990020666U JP 2066690 U JP2066690 U JP 2066690U JP H0346587 Y2 JPH0346587 Y2 JP H0346587Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- feedback circuit
- impedance
- terminal
- transfer function
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、簡単な帰還回路を備え、これらの伝
達関数に対応した広汎なインピーダンスを実現す
る擬似インピーダンス回路に関する。
達関数に対応した広汎なインピーダンスを実現す
る擬似インピーダンス回路に関する。
従来から知られているジヤイレータ及びNIC
（Negative Impedance Converter）は、これら
回路に付加するインピーダンスに応じてインピー
ダンス変換機能又は負性インピーダンス化の機能
を有している。しかし前記ジヤイレータ、NICを
実現するためには多数のトランジスタ又は演算増
幅器が用いられるため、これら素子の周波数特性
あるいは位相遅れ特性に起因して使用周波数に一
定の限界が生じる。例えばこれをジヤイレータに
ついてみると、理想的なジヤイレータであればそ
のＦパラメータは Ｆ＝０ G-1 Ｇ ０ となるべきところ、実際には第１行第１列成分及
び第２行第２列成分に不要な要素が含まれてく
る。更に定数Ｇも周波数特性を有する。これはジ
ヤイレータを実現する為に用いられる高利得増幅
器などが原因となつているためである。
（Negative Impedance Converter）は、これら
回路に付加するインピーダンスに応じてインピー
ダンス変換機能又は負性インピーダンス化の機能
を有している。しかし前記ジヤイレータ、NICを
実現するためには多数のトランジスタ又は演算増
幅器が用いられるため、これら素子の周波数特性
あるいは位相遅れ特性に起因して使用周波数に一
定の限界が生じる。例えばこれをジヤイレータに
ついてみると、理想的なジヤイレータであればそ
のＦパラメータは Ｆ＝０ G-1 Ｇ ０ となるべきところ、実際には第１行第１列成分及
び第２行第２列成分に不要な要素が含まれてく
る。更に定数Ｇも周波数特性を有する。これはジ
ヤイレータを実現する為に用いられる高利得増幅
器などが原因となつているためである。
よつて本考案の目的は、高利得増幅器を用いる
ことなく簡単な構成によりジヤイレータ及びNIC
機能を併せもたせ、もつて高周波領域まで使用可
能な擬似インピーダンス回路を提供せんとするも
のである。
ことなく簡単な構成によりジヤイレータ及びNIC
機能を併せもたせ、もつて高周波領域まで使用可
能な擬似インピーダンス回路を提供せんとするも
のである。
本考案に係る擬似インピーダンス回路は、低利
得（例えば増幅率＝１）な増幅回路と、所定の電
圧伝達関数Ｔ（Ｓ）を有する第１帰還回路と、前
記第１帰還回路に並列的に接続された所定の四端
子Ｚパラメータを有する第２帰還回路とから成
る。そして前記第１及び第２帰還回路を適当に選
択することにより Zio＝±Ｒ±jX なる広汎なインピーダンスを実現することが可能
となる。
得（例えば増幅率＝１）な増幅回路と、所定の電
圧伝達関数Ｔ（Ｓ）を有する第１帰還回路と、前
記第１帰還回路に並列的に接続された所定の四端
子Ｚパラメータを有する第２帰還回路とから成
る。そして前記第１及び第２帰還回路を適当に選
択することにより Zio＝±Ｒ±jX なる広汎なインピーダンスを実現することが可能
となる。
以下、図面を用いて本考案を詳述する。
第１図は、本考案の一実施例による擬似インピ
ーダンス回路を示したブロツク図である。本図に
おいて、端子２にはゲインＫ＝±１のバツフアア
ンプ４（入力インピーダンスは無限大）及び電圧
電流変換用トランジスタ６のコレクタが接続され
ている。またバツフアアンプ４の出力端とトラン
ジスタ６のベースとの間には電圧伝達関数Ｔ（Ｓ）
を有する第１帰還回路８が接続される。ここで電
圧伝達関数Ｔ（Ｓ）とは図示された如く、端子
を入力端とし且つ端子を出力端とした場合の電
圧伝達関数をいう。更にバツフアアンプ４の出力
端とトランジスタ６のエミツタとの間には所定の
四端子Ｚパラメータを有する第２帰還回路１０が
接続される。ここで前記Ｚパラメータとは図示さ
れる如く、端子，′側と端子，′側に関す
る四端子定数（Z11，Z12，Z21，Z22）である。
ーダンス回路を示したブロツク図である。本図に
おいて、端子２にはゲインＫ＝±１のバツフアア
ンプ４（入力インピーダンスは無限大）及び電圧
電流変換用トランジスタ６のコレクタが接続され
ている。またバツフアアンプ４の出力端とトラン
ジスタ６のベースとの間には電圧伝達関数Ｔ（Ｓ）
を有する第１帰還回路８が接続される。ここで電
圧伝達関数Ｔ（Ｓ）とは図示された如く、端子
を入力端とし且つ端子を出力端とした場合の電
圧伝達関数をいう。更にバツフアアンプ４の出力
端とトランジスタ６のエミツタとの間には所定の
四端子Ｚパラメータを有する第２帰還回路１０が
接続される。ここで前記Ｚパラメータとは図示さ
れる如く、端子，′側と端子，′側に関す
る四端子定数（Z11，Z12，Z21，Z22）である。
いまトランジスタ６のｈパラメータhfe（電流利
得）、hpe（出力アドミタンス）、hre（帰還電圧比）
としhfe＞＞１、hpe・hre＜＜１なる条件が満たさ
れているとすると、 第１図に示したループ１に起因して生じる電流
I1は I1≒Ｋ・Ｔ（Ｓ）／Z22−Z12Z21／Z11Ei で表わされる。ここでEiとは端子２，２′間に印
加される電圧をいう。
得）、hpe（出力アドミタンス）、hre（帰還電圧比）
としhfe＞＞１、hpe・hre＜＜１なる条件が満たさ
れているとすると、 第１図に示したループ１に起因して生じる電流
I1は I1≒Ｋ・Ｔ（Ｓ）／Z22−Z12Z21／Z11Ei で表わされる。ここでEiとは端子２，２′間に印
加される電圧をいう。
同様にループ２に起因して生じる電流I2は、
I2≒Ｋ／Z12−Z11Z22／Z21Ei
で表わされる。従つて、
Ii＝I1＋I2
であるから端子２，２′を見込んだ入力インピー
ダンスZioは次式で与えられる。
ダンスZioは次式で与えられる。
Zio≒１／Ｋ・Z11・Z22−Z12・Z21／Z11・Ｔ（Ｓ）−
Z21…(1) かくしてＴ（Ｓ）及びＺパラメータを種々選択
することにより正・負インピーダンスが実現され
ることになる。
Z21…(1) かくしてＴ（Ｓ）及びＺパラメータを種々選択
することにより正・負インピーダンスが実現され
ることになる。
第２図は、第１図に示した第１帰還回路８及び
第２帰還回路１０の具体的例を示した図である。
本図において丸印の付した端子ないしは第１
図における端子ないしに相当する。よつて第
２図上方に示した回路の伝達関数Ｔ（Ｓ）は Ｔ（Ｓ）＝Z5／Z4＋Z5 …(2) であり、第２図下方に示した回路の四端子定数 〔Ｚ〕は 〔Ｚ〕＝Z11 Z12 Z21 Z22＝Z2＋Z3，Z2 Z2，Z1＋Z2 …(3) で表わされる。
第２帰還回路１０の具体的例を示した図である。
本図において丸印の付した端子ないしは第１
図における端子ないしに相当する。よつて第
２図上方に示した回路の伝達関数Ｔ（Ｓ）は Ｔ（Ｓ）＝Z5／Z4＋Z5 …(2) であり、第２図下方に示した回路の四端子定数 〔Ｚ〕は 〔Ｚ〕＝Z11 Z12 Z21 Z22＝Z2＋Z3，Z2 Z2，Z1＋Z2 …(3) で表わされる。
そこで上記第(2)式及び第(3)式を第(1)式に代入す
ると Zio＝Z1Z2＋Z2Z3＋Z3Z1／（Z2＋Z3）Ｔ（Ｓ）−Z2・１
／Ｋ…(4) となる。
ると Zio＝Z1Z2＋Z2Z3＋Z3Z1／（Z2＋Z3）Ｔ（Ｓ）−Z2・１
／Ｋ…(4) となる。
第３図は上記第(4)式においてＫ＝１とした場合
の等価回路である。またＫ＝−１とした場合には
本図における各素子の符号を単に反転させるだけ
である。
の等価回路である。またＫ＝−１とした場合には
本図における各素子の符号を単に反転させるだけ
である。
また上記第(4)式においてZ1＝R1，Z2＝R2，Z3
＝R3，Z4＝R4，Z5＝１／SC5とすると Ｔ（Ｓ）＝１／（１＋SC5R4） であることから、各定数を適当に選択することに
よりインダクタンスが実現される。更にＴ（Ｓ）＝
０，Z1＝０とした場合Zio＝−Z3となるため、Z3
＝R3のとき負性抵抗Zio＝−R3が実現される。同
様に、Z3＝１／SC3とすると負性容量Zio＝−１／
SC3が実現される。なお本考案に基づき負性抵抗
を試作したところＴ（Ｓ）＝０即ちZ5＝０，Z3＝
０，Z1＝1kΩとした場合）、1MH2以下の範囲内
にいて安定な負性抵抗Zio＝−1kΩが得られた。
しかし入力容量の影響を受けるため高周波領域で
位相曲りが生じた。そこでZ1を1kΩと5pFの並列
接続として負性容量を負性抵抗と並列に生じさ
せ、更に入力容量の影響を打ち消したところ、
10MH2以下において｜Zio｜＝1kΩ、θ＝−180°
なる負性抵抗が安定に得られた。
＝R3，Z4＝R4，Z5＝１／SC5とすると Ｔ（Ｓ）＝１／（１＋SC5R4） であることから、各定数を適当に選択することに
よりインダクタンスが実現される。更にＴ（Ｓ）＝
０，Z1＝０とした場合Zio＝−Z3となるため、Z3
＝R3のとき負性抵抗Zio＝−R3が実現される。同
様に、Z3＝１／SC3とすると負性容量Zio＝−１／
SC3が実現される。なお本考案に基づき負性抵抗
を試作したところＴ（Ｓ）＝０即ちZ5＝０，Z3＝
０，Z1＝1kΩとした場合）、1MH2以下の範囲内
にいて安定な負性抵抗Zio＝−1kΩが得られた。
しかし入力容量の影響を受けるため高周波領域で
位相曲りが生じた。そこでZ1を1kΩと5pFの並列
接続として負性容量を負性抵抗と並列に生じさ
せ、更に入力容量の影響を打ち消したところ、
10MH2以下において｜Zio｜＝1kΩ、θ＝−180°
なる負性抵抗が安定に得られた。
第４図は第(4)式においてZ2＝Z4，Z3＝Z5，Ｋ＝
１とした場合の等価回路である。このとき実現さ
れるインピーダンスZioは次式で与えられる。
１とした場合の等価回路である。このとき実現さ
れるインピーダンスZioは次式で与えられる。
Zio＝Z1Z2＋Z2Z3＋Z3Z1／Z3−Z2・１／Ｋ
但しＫ＝１
なおＫ＝−１としたときには、第３図における
場合と同様、各素子の符号を全て反転するだけで
よい。第４図に示した回路は、第３図に比べて自
由度は少いが、やはり種々のインピーダンスを実
現することが可能である。
場合と同様、各素子の符号を全て反転するだけで
よい。第４図に示した回路は、第３図に比べて自
由度は少いが、やはり種々のインピーダンスを実
現することが可能である。
以上詳述した如く、本考案に係る擬似インピー
ダンス回路を用いて正負両域にわたる任意のＬ，
Ｃ，Ｒ及びそれらの並列接続を構成することがで
きるので、IC化した小型の素子を実現すること
が可能となる。例えば電圧制御型抵抗器などを用
いてＬ，Ｃ，Ｒを連続的に変化させ、もつてプロ
グラマブル・ダミーを構成する場合などには特に
有用である。しかも、従来技術に係るジヤイレー
タ等に比べて、その回路構成が簡単であり且つ高
利得増幅器を必要としないので、周波数特性は格
段に向上したものとなる。
ダンス回路を用いて正負両域にわたる任意のＬ，
Ｃ，Ｒ及びそれらの並列接続を構成することがで
きるので、IC化した小型の素子を実現すること
が可能となる。例えば電圧制御型抵抗器などを用
いてＬ，Ｃ，Ｒを連続的に変化させ、もつてプロ
グラマブル・ダミーを構成する場合などには特に
有用である。しかも、従来技術に係るジヤイレー
タ等に比べて、その回路構成が簡単であり且つ高
利得増幅器を必要としないので、周波数特性は格
段に向上したものとなる。
第１図は本考案の一実施例による擬似インピー
ダンス回路を示したブロツク図、第２図ないし第
４図は第１図に示した帰還回路８，１０に具体的
な定数を与えた場合の等価回路について説明した
図である。 ４：バツフアアンプ、８：第１帰還回路、１
０：第２帰還回路。
ダンス回路を示したブロツク図、第２図ないし第
４図は第１図に示した帰還回路８，１０に具体的
な定数を与えた場合の等価回路について説明した
図である。 ４：バツフアアンプ、８：第１帰還回路、１
０：第２帰還回路。
Claims (1)
- 増幅器の出力端子を電圧伝達関数Ｔ（Ｓ）を有
する第１の帰還回路を介してトランジスタ手段の
ベースに接続し、前記出力端子を第２の帰還回路
を介して前記トランジスタ手段のエミツタに接続
し、前記トランジスタ手段のコレクタを前記増幅
器の入力端子に接続して成る回路において、前記
電圧伝達関数Ｔ（Ｓ）の値が零で、前記第２の帰
還回路が抵抗と容量の並列接続であるという特徴
を有する擬似インピーダンス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990020666U JPH0346587Y2 (ja) | 1990-03-01 | 1990-03-01 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990020666U JPH0346587Y2 (ja) | 1990-03-01 | 1990-03-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH039531U JPH039531U (ja) | 1991-01-29 |
| JPH0346587Y2 true JPH0346587Y2 (ja) | 1991-10-02 |
Family
ID=31523753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1990020666U Expired JPH0346587Y2 (ja) | 1990-03-01 | 1990-03-01 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0346587Y2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50117340A (ja) * | 1974-02-28 | 1975-09-13 |
-
1990
- 1990-03-01 JP JP1990020666U patent/JPH0346587Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50117340A (ja) * | 1974-02-28 | 1975-09-13 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH039531U (ja) | 1991-01-29 |
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