JPH0332370A - Ｄｃ―ａｃインバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （概要） 直流電圧を可聴周波数の交流電圧土に変換出力するＤ　
Ｃ−Ａ　Ｃインバータ回路に関し、回路構成を簡略化す
ることを目的どし、入力直流電圧を１〜ランスの１次巻
線に印加し、該１次巻線に直列に接続されたスイッチン
グ用トランジスタをスイッチング制御回路からのスイッ
チング信号に基づいて、スイッチング制御することによ
り、該トランスの２次巻線から取り出される正極性と負
極例の各電圧に基づいて交流蜜月を生成出力するＤ（＞
ＡＣインバータ回路においで、前記２次巻線の一端に接
わ１され、出力交流電圧−，，＋の正の」′周期の期間
オンとされる第１のスイッチ素子と、前記２次巻線の化
９ｉ；に接続され、出力交流電圧の負の半周期の期間メ
ンとされる第２のスイッチ素子と、該第１のスイッチ素
子の出力から市況正極性電圧を取り出す第１の整流用ダ
イオードと、該第２のスイッチ素子の出力から前記負極
性電圧を取り出す第２の整流用ダイオードと、該第１及
び第２の整流用ダイオードの各他端と該２次巻線のセン
タタップ端子との間に接続され、該第１及び第２の撃流
用ダイオードの各出力電圧を人々波形整形するシャント
レギ］−レークと、該シャン１へレギユレータの出力電
圧から直流電Ｊｉが１Ｆ畳された所望周波数の交流電圧
１を出力する出力回路と、を具備するよう構成づ−る。

〔産業上の利用分町］ 本発明はＤＣ−ＡＣインバータ回路に係り、特に藺流電
圧を可聴周波数の交流電汗に変換出力する１つＣ−Ａ　
Ｃインバータ回路に関する、。

〔従来の技術］ 第７図は従来のＤＣ−ＡＣインバータ回路の一例の回路
図を示−ず。同図中、入力端子１１゜１１′間に入力さ
れた入力部流電１ｌ−（ＤＣ人力）（よ、ブ］−り」イ
ル１２を介して」ンーアン＋ｊ−１３に印加される。１
この１１ンデ゛ン１ノ１３はトランス１４の１次巻線１
４ａとスイッチング用ＮＰＮＩ〜ランジスタｒＲ＋　と
の直列回路に並列に接続されている。トランジスタＴＲ
１（１後述のオペアンプによるパルス幅制御回路２０か
らのパルス幅変調信号により、最終的に必要とづ−る出
力周波数ｆａ（＝１／Ｔａ）のｉｏｏｏ（ｇ以上の高周
波数でスイッチングされ、トランス１４の２次巻線１４
ｂ。

１４Ｃにパルス電属が発１−シ、整流用ダイＡ−ド１５
．１６を介して一］ンデンη１７，１８に印加される。

これにより、］ンテン１ノ１７の喘ｆ電圧は第８図にＶ
ａで示す如き正の電圧となり、コンデシリ−１８の端Ｆ
電圧は同図にｖｂで示号−如き負の電１［−となる。」
１ｅの電圧Ｖａ及びｖｂはプラス側とマイナス側の２つ
の巻線１４ｂ、１４ｃにＪ、る残留磁束のためにピロポ
ル１〜にまで落ちないｌ、：め、ＮＰＮＩ−ランジスタ
ｒＲ２，ＴＲ３をスイッチングさせて電汗損失を牛じさ
せてピロポル１〜にまで落す波形整形を行なった後、こ
れらを合成してｉ〜ランジスタＴＲ２及びＴＲ３の両エ
ミッタと共通端子（接地端子）間に接続されて−いる一
］ンフ゛ンリＣ１に第８図にＶＣで示す如き周波数ｆａ
　　（周期丁ａ）の交流型［＋：（ＡＣ出力〉を発生さ
せる１゜この交流電圧Ｖｃは出力端子へ出力されるー・
方、オペアンプによるパルス幅制御回路２０に供給され
、ここで正弧波発振器１つからの周波数ｆａの正弦波基
ｔｐ；電Ｈど比較される３、ここで、オペアンプによる
パルス幅制御回路２０は第９図に示す如き回路構成とさ
れる３、同図中、２２は曲記交流電圧Ｖｃが人力される
端子、２３ａ　、２３ｂは大々発振器で、発振器２３ａ
は正の三角波を発振出力し、発振器２３ｂｌよ負の三角
波を発振出力する。。

上記の発振器２３ａ、２３ｂの出カミ角波は」ンパレー
タ２４ａ、２４ｂにより波形幣形されて２人力０　Ｒ回
路２５ａ、２５ｂの一方の入力端子に供給される−７”
ｌ’　、　Ｐ　Ｗ　Ｍ　］ンパレータ２６ａ。

２６ｂの−ｈの入力端子に比較信号として人力される。

また、端子２２を介して入力されたボｆ記交流電圧Ｖｃ
は誤差増幅器２７ａ、２７ｂに供給され、ここで正弦波
発振器１９より基準電圧として供給される正弦波電圧と
差動増幅された後、ＰＷＭＩンパレータ２６ａ、２６ｂ
の他方の入力端子に入力される。

これにより、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｍｌンパレータ２６ａからＯ
目回路２５ａを通して交流電汗ＶＣの正の半周期の波形
部分と基準正弦波電圧とのレベル差に応じてパルス幅変
調（ＰＷＭ）された第１のパルスが取り出され、一方、
ＰＷＭ」ンパレータ２６ｂからＯＲ回路２５ｂを通して
交流電圧Ｖ（：の負の゛１′−周期の波形部分と基準正
弦波電圧とのレベル差に応じてパルス幅変調された第２
のパルスが取り出される。

上記の第１のパルスど第２のパルスとはＯＲ回路２８に
より合成された後、Ｎ　ｌ’ｌ）　Ｎ　ｌ−ランラスタ
２９を通して前記トランジスタＴＲ１のベースにスイッ
チングパルスとして出力され、その導通朝間ど非導通期
間を出力交流電圧Ｖｃが所定レベルになるように制御す
る。

以上の構成の従来のＤ（、−ＡＣインバータ回路は、例
えば局舎の４８Ｖの直流電１１ｉｉｔ電圧から２０口２
の交流電圧Ｖｃへ変換し、それを電話のベルを鳴らす信
号どして用いる場合など広く使用される１、なお、この
時のトランジスタＴ　Ｒ＋のスイッチング周波数は出力
交流電圧ＶＣの周波数２０Ｈｚ（＝ｆａ）の例えば５０
００イ８の１００ｋｌ−１ｚである。

なお、後続の電子回路へパワー供給のための直流電圧を
出力交流電圧ＶＣと別に供給することも可能であるが、
伝送路を１つに統一するため一般には該直流電圧を出力
交流電圧Ｖｃに重畳することが多く、この場合に出力文
流電Ｊ３−ＶＣに生ずる歪もトランジスタｒＲ２，ＴＲ
３にＪ：り整形することができる。

〔発明が解決しようとする課題］ しかるに、従来のｌ）　Ｃ−Ａ　Ｃインバータ回路は波
形整形をするトランジスタ「Ｒ２及びｒＲ３が重付の１
１点（グランドレベル〉から浮いており、またＴＲ２，
丁Ｒ３をリニア制御する必要があるため、トランジスタ
ＴＲ２、ＴＲ３の制御回路が複雑でかなりな数の部品を
必要とするという問題があった。

また、第９図に示したように、オペアンプによるパルス
幅制御回路２０は＋側制御の市販のスイッチング制御回
路Ｃの使用かできヂ、オペアンプをコンパレータ２４ａ
　、２４ｂ　、２６ａ　、２６ｂ　。

誤差増幅器２７ａ、２７ｂとして多く用いているため、
回路が大変複雑であるという問題もあった。

１ 本発明は以Ｊ−の点に鑑みでなされたもので・、回路Ｉ
ｆｉＳ戒を簡略化し得る１つＣ−ＡＣインバータ回路を
提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１Ａ図ｔま請求項１記載の第１発明の原理構成図を示
す。同図中、第７図と同一構成部分には同一符号を伺し
、その説明を省略する。第１Ａ図にオイテ、４１はスイ
ッチング制御回路で、スイッチング用トランジスタＴＲ
＋のベースにスイッチングパルスを供給する１、４２及
び４３は大々第１及び第２のスイッチ素子で、１〜ラン
ス１４の２次巻１ｉ１１４ｂ、１４ｃ側に生じた電圧を
、各々出力交流電圧の正、負の半周期の期間通過させる
。

４．４．４５は第１．第２の整流用ダイオードで、ダイ
オード４４からはｉＩ：極性の電圧が取り出され、ダイ
オード４５からは負極性の電圧が取り出される。

４６はシャン１〜レギユレータで、ダイオード４４及び
４５の共通接続点と、２次巻線１４ｂ。

２ １４Ｃのセンタタップ端子との間に接続され、上記の正
極性電圧と負極性電属の波形整形を行なう、。

／１．７は出力回路で、シャントレギュレータ４６の出
力電圧から直流電圧が重畳された所望周波数の交流電圧
を出力する。

かかる第１発明はシヤン１レギユレータ４６を設けた点
に特徴がある。

第１Ｂ図は請求項２記載の第２発明の原理構成図を示す
。同図中、第７図と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。第１Ｂ図において、５１は正８ｉ
竹電汗を出ノノする第１の整流回路、５２は負極性電圧
を出力つる第２の整流回路、５３及び５４は夫々第３及
び第４のスイッチ素子で、上記の正極性電圧及び負極性
電圧を夫々波形整形する。

５５は出力回路で、第３及び第４のスイッチ素子５３及
び５４の出力電圧を合成して所望周波数の交流電圧を生
成して出力する１、５６は第１の全波整流回路で、第３
．第４のスイッチ素子５３及び５４の出力電圧を全波整
流する１゜ ５７は第２の全波整流回路で、正弦波発振器１９からの
正弧波を全波整流する。１ｌＩＩＨ１１回路５８は第１
の全波整流回路５６の出力電圧と、第２の全波整流回路
５７の出力電圧（基ｔＰｉ電圧〉と比較し、これにより
スイッチングパルスを生成してスイッチング用トランジ
スタＴＲ＋のベースに印加する。

この第２発明はスイッチング制御回路４１を、正弦波発
振器１９．第１及び第２の全波整流回路５６及び５７並
びに制御回路５８から構成した点に特徴を有する。

第１Ｃ図は請求項３記載の第３発明の原］！Ｉ！構成図
を示す。同図中、第１Ａ図及び第１Ｂ図と同−構成部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。第１Ｃ図に
示す第３発明は、前記第１発明と第２発明とを絹み合わ
セた構成で、第１発明に、Ｒ３けるスイッチング制御回
路４１を第２発明の構成としたものである、。

〔仙用〕

第１Ａｆ９に示した第１発明にａ３いで、電位の基準点
（ま２次を線１４ｂと１４Ｃとの接続点くセンタタップ
端ｊ″）て゛あるａ−７ｒ、第１及び第２のスイッチ素
子４２及び４３は各々出力交流電圧が正、負の各゛Ｙ周
１！７Ｊの期間でのみオンどされるから、第１及び第２
のスイッチ素子４２及び４３をスイッチング制御４る回
路はディジタル制御の１ｑ路椙或でよく、従来のような
リニア制御の回路構成でなく（よい。また、シャントレ
ギフレータ回路４６は上記電位の基準点に接しているた
め、その回路構成【ま簡単な構成にできる。

次に第１１３図に示した第２発明は、交流型片を第１の
全波整流回路５６により全波整流して比較電圧４得てい
るため、基準電坏とこの比較電圧を比較してそれらのレ
ベル差に応じたパルス幅のスイッチングパルスを生成す
る制御回路５８として、比較電）Ｙ及び基ｉ′１Ｌ電斤
が共にｉｌ側（又は負側）だけの場合に適用できる単極
性用の１１］販のスイッチング制御ＴＮＣの使用が可能
となる、。

５ 更に、第１Ｃ同に示した第３発明は上記の第１発明と第
２発明を絹合わせているから、正極＋１電圧と負極ゼ１
電圧とを波形整形する回路の制御回路とメイツブング制
御回路４１の両ブラをＩＰ！Ｉ　！Ｉｉな回路構成とす
ることができる。１ （実施例〕 第２図は本発明の第１実施例の回路図を示′？ｊ−、。

本実施例は第１発明の実施例で、第２図中、第１Δ図及
び第７図と同一構成部分には同−符弓を（Ｊし、その説
明を省略する。なお、第２図では第１Ａ図に示したスイ
ッチング制御回路４１　（、ｉ、第７図に示した正弦波
発振器１つとオペアンプによるパルス幅制御回路２０と
よりなる従来の構成と同一構成でよいため、図示を省略
しである。

第２図において、ｖｌは入力直流電圧、Ｆ１λ４゜ＴＲ
５は夫々前記第１．第２のスイッチ素子４２゜４３に相
当するスイッチング用ＮＰＮＩ〜ランジスタ、ＴＲ６，
ＴＲ７は前記シャンｊヘレギュレータ４６の一部を構成
するトランジスタである。、　Ｎ　Ｐ６ ＮトランジスタｒＲ６の］レクタは電流制限用抵抗Ｒｔ
を介してダイオードＤ１のカソードに接続されてａ３す
、またＰＮＰトランジスタＴ−Ｒ７の」レクタ（ま電流
制限用抵抗Ｒ２を介１）でダイオード［）２の７ノード
に接続されている。。

トランジスタＴＲ６及びＴＲ７の両エミッタは電位の基
準点Ｇである２次巻線のセンタタップ端子に接続されて
−いる。また、ダイオードＤ１のアノードど１）２のカ
ソードはタ′イＡ−−ド４４のカソドとダイオードＩ５
のアノードの接続点に共通接続され−（いる、１　また
、］ンデンサ（’；＋　、　Ｃ２及び負部抵抗べＩ（よ
ダイオードＤ＋　、　ｌ〜ランジスタＴ１く６の直列回
路とダイオードＬ）２．トランジスタ「Ｒ７の直列回路
の各々に兼列に接続されている４、更にＶ２は出力交流
電圧■。１に重畳される直流重圧を示づ。　かかる構成
の第１実施例において、トランジスタ１−　Ｒ１をスイ
ッチングすると、２次巻線１４．ｂの両端には第３同に
ＶＮ２で示す如き正極用の電圧が亮１１−シ、かつ、２
次巻線１４．Ｃの両端には同図にＶＮ３で示す如き負極
性の電圧が発生ずる。

トランジスタｌ”Ｒ４は出力される交流′Ｆｉ珪の正の
半周期の期間オンとされるようにスイッチング制御され
るため、トランジスタ１−Ｒ１の」レクタに供給される
上記電圧ＶＮ２は第３図にＶＴＲ４でボす如ぎ半波整流
されたような波形とされて−「Ｒ，ｌのエミッタから取
り出され、整流ダイオード４４を介してシャン［ヘレギ
ュレータ／４６へ供給される。

また、これと同時に、トランジスタｒ　Ｉ−？　５は出
）Ｊされる交流電属の負の半周期の期間オンとされるよ
うにスイッチング制御されるため、トランジスタＴ　Ｒ
５のエミッタに供給される上記電ｌ３−ＶＮ３ｔま第３
図にＶ　ＴＲ５で示ずような半波整流されたような波形
とされてＴＲ５の一］レクタから取り出され、整流ダイ
オード／１．５を介してシャン１゛レギ」レータ４６へ
供給される、。

トランジスタＴＲ６及びＴＲ７は大々Ｆ記の電ｆｆＶ　
　　、　ＶＴＲ５ヲ波形整形ｔル；Ａ：メ、−１Ｌ／　
り、９゜１１４ 電流ｌＴＲ６、ｌＴＲ７が第３図に示す如く流れるよう
に制御される。これにより、１−ランジスタＴ　Ｒｓの
コレクタ・エミッタ間には第３図にＶＴＲ６で示す電圧
が生じ、トランジスタＴ　Ｒｙのコレクタ・エミッタ間
には同図にＶ　ＴＲ７で示す電圧が生じ、十記の」レク
タ電流Ｉ工Ｒ６、’　ＴＲ□を流すことによって電圧降
下（損失〉を４−じさせる。

この結果、これらを波形合成した電圧ＶＣｌが］ンデン
リＣ１の両端に発生する。

この電圧Ｖ。１は第３図に示す如く所望周波数の交流型
「であり、同図に斜線を句して示した部分がトランジス
タＴＲ６、ＴＲ７により波形整形された部分を示す、、
′？ｌなわち、この波形整形により歪が除去され、正極
性部分と負極性部分が円滑につながった交流電圧Ｖ。１
が得られる。

本実施例によれば、トランジスタｒＲａ及び丁Ｒ５は夫
々！５純なスイッチング素子として動作するから、トラ
ンジスタｒＲａ　、ＴＲ５が電位の基準点Ｇから浮いて
もＴＲ４、ＴＲ５のベース側の制御回路１よ簡ｌｉなデ
ィジタル回路で構成できる３゜９ また、シｔ・ン［ヘレギ１レータ／１Ｇ及びその制御ｌ
ｌ　Ｉｃ１回路はＴＲ６、ＴＲ７が電位の基Ｑｌｊ点Ｇ
に接しているから回路構成が肉牛となる、。

次に本発明の第２実施例について第４図及び第５図と共
に説明する。、第４図は本発明の第２実施例の回路系統
図を示Δ−１３本実施例（よ第２発明の実施例で、第４
図中、第１１３図及び第７図と同一構成部分には同一符
号を（Ｉ　Ｌ、その説明を省略する。

第４図において、６１は前記制御回路５８１こ相当する
スイッチング制御ＩＣで、全波整流回路５６及び５７の
両出力電坏を比較し、それらのレベル差に応じたパルス
幅のスイッチングパルスを生成出力する。

第５図はこのスイッＪング制６１１１　Ｃ６１の−・実
施例の具体的回路を示す。同図中、第９図と同一構成部
分には同−符ｇを付し、その説明を省略４′る。第５図
に示すように、スイッチング制御ＩＣ６１は第９図（こ
示したパルス幅制御回路２０に比し、負の三角波との比
較回路部が在召しない簡単な回路構成となっている。。

０ すなわち、本実施例によれば、全波整流によって負の半
周期の交流霜月部分も正の交流電圧に変換しているので
、比較する２つの電圧は正側だ（ノで比較することがで
き、よって従来の回路構成が複雑なパルス幅制御回路２
０に比べて回路構成が簡単なスイッチング制御０ＩＣ６
１を使用することかできる。、スイッチング制御ＩＣ６
１は一般市販の安価なもの（例えば富士通株式金相製の
ＭＢ３７５９）を使用し得る。１ 次に第３発明の実施例について第６図と共に説明する１
、第６図は本発明の第３実施例の回路系統図で、第１Ｃ
図、第２図及び第４図と同一構成部分には同−符弓を付
し、その説明を省略する、。

本実施例は前記した第１実施例と第２実施例とを引合わ
せた実施例で、スイッチング制御回路４１と、トランジ
スタＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６゜Ｔ　Ｒｙのベース側の制
御回路の夫々を従来に比し簡単な構成とすることができ
る。

〔発明の効果） Ｊ＝　ｉ’ｄ’−の如く、第１発明によれば、電位の塁
１１１；点から浮いている第１及び第２のスイッチ素子
はスイッチング素子のみを行ない、直流重畳による波形
歪は電位のＸ−ｉ点に接しているシャントレギュレータ
で行なうようにしたため、第１及び第２のスイッチ素子
及びシャン［−レギコーレータの制御回路を、従来の電
位の基準点から浮いているスイッチ素子で波形整形を行
４１う回路の制ｗ回路（、二比し、簡単な回路構成とす
ることができる１、又、第２発明によれば、出力交流電
圧と基準正弦波電凡の夫々を全波整流してから比較して
スイッチングパルスを生成する構成としたため、スイッ
チングパルスを生成する回路として正側（又は負側〉の
信シウだけを取扱う一般市販の簡１）１な回路構成のス
イッチング制御ＩＣを使用できるため、回路を簡１ｉか
つ安価に構成できる。更に、第３発明によれば、上記の
第１発明と第２発明とを組合わせたので、より一層回路
構成を簡１１にすることができる智の特長を有するＬの
である。１

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図、第１Ｂ図、第１Ｃ図は人々第１発明、第２発
明、第３発明の原理構成図、 第２図は本発明の第１実施例の回路図、第３図は第２図
の各部の信ン１波形図、第４図は本発明の第２実施例の
回路系統図、第５図は第４図の要部の具体的回路図、第
６図は本発明の第３実施例の回路系統図、第７図は従来
の一例の回路図、 第８図は第７図の各部の信弓波形図、 第９図１よ第７図の要部の一例の具体的回路図である。 図において、 １４はトランス、 １４．８は１次巻線、 １４ｂ、１４ｃは２次巻線、 １９は正弦波発振器、 ４１はスイップング制御回路、 ４２（ま第１のスイッチ素子、 ３ ４３は第２のスイッチ素子、 ４．４．４５は整流用ダイオード、 ４６はシャントレギコレータ、 ４７は出力回路、 ５’Ｈま第１の整流回路、 ５２は第２の整流回路、 ５３【ま第３のスイッチ素子、 ５／ｌは第４のスイッチ素子、 ５５は出力回路、 ５６は第１の全波整流回路、 ５７は第２の全波整流回路、 ５８は制御回路 を示す。 ４

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力直流電圧をトランス（１４）の１次巻線（１
   ４ａ）に印加し、該１次巻線（１４ａ）に直列に接続さ
   れたスイッチング用トランジスタ（ＴＲ＿１）をスイッ
   チング制御回路（４１）からのスイッチング信号に基づ
   いてスイッチング制御することにより、該トランス（１
   ４）の２次巻線（１４ｂ、１４ｃ）から取り出される正
   極性と負極性の各電圧に基づいて交流電圧を生成出力す
   るＤＣ−ＡＣインバータ回路において、 前記２次巻線（１４ｂ）の一端に接続され、出力交流電
   圧の正の半周期の期間オンとされる第１のスイッチ素子
   （４２）と、 前記２次巻線（１４ｃ）の他端に接続され、出力交流電
   圧の負の半周期の期間オンとされる第２のスイッチ素子
   （４３）と、 該第１のスイッチ素子（４２）の出力から前記正極性電
   圧を取り出す第１の整流用ダイオード（４４）と、 該第２のスイッチ素子（４３）の出力から前記負極性電
   圧を取り出す第２の整流用ダイオード（４５）と、 該第１及び第２の整流用ダイオード（４４、４５）の各
   他端と該２次巻線（１４ｂ、１４ｃ）のセンタタップ端
   子との間に接続され、該第１及び第２の整流用ダイオー
   ド（４４、４５）の各出力電圧を夫々波形整形するシャ
   ントレギュレータ（４６）と、 該シャントレギュレータ（４６）の出力電圧から直流電
   圧が重畳された所望周波数の交流電圧を出力する出力回
   路（４７）と、 を具備したことを特徴とするＤＣ−ＡＣインバータ回路
   。
2. （２）入力直流電圧をトランス（１４）の１次巻線（１
   ４ａ）に印加し、該１次巻線（１４ａ）に直列に接続さ
   れたスイッチング用トランジスタ（ＴＲ＿１）をスイッ
   チング制御回路（４１）からのスイッチング信号に基づ
   いてスイッチング制御することにより、該トランス（１
   ４）の２次巻線（１４ｂ、１４ｃ）から取り出される正
   極性と負極性の各電圧に基づいて交流電圧を生成出力す
   るＤＣ−ＡＣインバータ回路において、 前記正極性電圧及び前記負極性電圧を各々得る第１及び
   第２の整流回路（５１、５２）と、該正極性電圧及び該
   負極性電圧を夫々波形整形する第３及び第４のスイッチ
   素子（５３、５４）と、 該第３及び第４のスイッチ素子（５３、５４）の出力電
   圧を合成して所望周波数の交流電圧を出力する出力回路
   （５５）と、 該第３及び第４のスイッチ素子（５３、５４）からの交
   流電圧を全波整流する第１の全波整流回路（５６）と、 前記交流電圧と同一周波数の正弦波を基準電圧として発
   振出力する正弦波発振器（１９）と、該正弦波発振器（
   １９）の出力正弦波を全波整流する第２の全波整流回路
   （５７）と、 該第１及び第２の全波整流回路（５６、５７）の出力電
   圧を夫々比較してスイッチングパルスを生成し、該スイ
   ッチングパルスを前記スイッチング用トランジスタ（Ｔ
   Ｒ＿１）へ供給する制御回路（５８）と、 を具備し、該第１及び第２の全波整流回路 （５６、５７）、該正弦波発振器（１９）及び該制御回
   路（５８）とから前記スイッチング制御回路（４１）を
   構成したことを特徴とするＤＣ−ＡＣインバータ回路。
3. （３）請求項１記載のＤＣ−ＡＣインバータ回路におい
   て、前記スイッチング制御回路（４１）を、前記シャン
   トレギュレータ（４６）の出力交流電圧を全波整流する
   第１の全波整流回路（５６）と、 前記交流電圧と同一周波数の正弦波を基準電圧として発
   振出力する正弦波発振器（１９）と、該正弦波発振器（
   １９）の出力正弦波を全波整流する第２の全波整流回路
   （５７）と、 該第１及び第２の全波整流回路（５６、５７）の出力電
   圧を夫々比較してスイッチングパルスを生成し、該スイ
   ッチングパルスを前記スイッチング用トランジスタ（Ｔ
   Ｒ＿１）へ供給する制御回路（５８）と、 より構成したことを特徴とするＤＣ−ＡＣインバータ回
   路。