JPH033187B2 - - Google Patents
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- JPH033187B2 JPH033187B2 JP56180611A JP18061181A JPH033187B2 JP H033187 B2 JPH033187 B2 JP H033187B2 JP 56180611 A JP56180611 A JP 56180611A JP 18061181 A JP18061181 A JP 18061181A JP H033187 B2 JPH033187 B2 JP H033187B2
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- Japan
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- current
- circuit
- resistor
- transistor
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 28
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
- G01R19/16566—Circuits and arrangements for comparing voltage or current with one or several thresholds and for indicating the result not covered by subgroups G01R19/16504, G01R19/16528, G01R19/16533
- G01R19/16571—Circuits and arrangements for comparing voltage or current with one or several thresholds and for indicating the result not covered by subgroups G01R19/16504, G01R19/16528, G01R19/16533 comparing AC or DC current with one threshold, e.g. load current, over-current, surge current or fault current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電流検出コイルによつて得られる電
流を検出する電流検出回路に関する。
流を検出する電流検出回路に関する。
三相交流回路には、100Aないし1000A程度の
大電流が常時流れているものが多い。このような
回路で負荷に対する過電流状態を検出し、電源を
遮断する場合には、線路に流れている電流を直接
検出するのではなくカレントトランスフオーマと
称される電流検出コイルを用いて行なわれるのが
一般的である。
大電流が常時流れているものが多い。このような
回路で負荷に対する過電流状態を検出し、電源を
遮断する場合には、線路に流れている電流を直接
検出するのではなくカレントトランスフオーマと
称される電流検出コイルを用いて行なわれるのが
一般的である。
第１図は大電流が流れる三相交流回路の電流検
出を行なつて、過電流時における電源の遮断制御
を行なうようにした、従来の電流検出、遮断制御
回路の回路構成図である。この回路は、三相交流
電源１と負荷２とを接続する３本の交流線路３
ａ，３ｂ，３ｃそれぞれの途中に各遮断器４ａ，
４ｂ，４ｃおよび各電流検出コイル（カレントト
ランスフオーマ）５ａ，５ｂ，５ｃを設け、各コ
イルで検出される交流電流を三相全波整流回路６
で整流して直流化し、ここで得られる直流電流を
電流検出回路７で所定の比率で減衰し、さらにこ
の減衰された電流を制御回路８に供給し、この回
路８でこの供給電流に基づいて過電流状態の検出
を行ない、過電流の場合にトリツプコイル９を駆
動して、上記各遮断器４ａ，４ｂ，４ｃを遮断動
作させるようにしたものである。
出を行なつて、過電流時における電源の遮断制御
を行なうようにした、従来の電流検出、遮断制御
回路の回路構成図である。この回路は、三相交流
電源１と負荷２とを接続する３本の交流線路３
ａ，３ｂ，３ｃそれぞれの途中に各遮断器４ａ，
４ｂ，４ｃおよび各電流検出コイル（カレントト
ランスフオーマ）５ａ，５ｂ，５ｃを設け、各コ
イルで検出される交流電流を三相全波整流回路６
で整流して直流化し、ここで得られる直流電流を
電流検出回路７で所定の比率で減衰し、さらにこ
の減衰された電流を制御回路８に供給し、この回
路８でこの供給電流に基づいて過電流状態の検出
を行ない、過電流の場合にトリツプコイル９を駆
動して、上記各遮断器４ａ，４ｂ，４ｃを遮断動
作させるようにしたものである。
上記従来の電流検出回路７は図示するように、
三相全波整流回路６の一方の電流出力端子１０と
基準電位点である他方の電流出力端子１１との間
に第１のインピーダンス手段を構成する可変抵抗
１２、抵抗１３と、第２のインピーダンス手段を
構成するツエナーダイオード１４および抵抗１５
をこの順に直列挿入するとともに、上記抵抗１３
とツエナーダイオード１４のカソードとの直列接
続点１６、ツエナーダイオード１４のアノードと
抵抗１５との直列接続点１７および上記電流出力
端子１１それぞれに上記第２のインピーダンス手
段を構成するnpnトランジスタ１８のコレクタ、
ベース、エミツタそれぞれを接続し、さらに上記
電流出力端子１０に第３のインピーダンス手段で
ある抵抗１９を介してnpnトランジスタ２０のエ
ミツタを接続しかつこのトランジスタ２０のベー
スを上記接続点１６に接続し、さらにこのトラン
ジスタ２０のコレクタ電流を制御回路８に供給す
るようにしたものであり、また上記接続点１６の
電圧は制御回路８に電源電圧として供給される。
三相全波整流回路６の一方の電流出力端子１０と
基準電位点である他方の電流出力端子１１との間
に第１のインピーダンス手段を構成する可変抵抗
１２、抵抗１３と、第２のインピーダンス手段を
構成するツエナーダイオード１４および抵抗１５
をこの順に直列挿入するとともに、上記抵抗１３
とツエナーダイオード１４のカソードとの直列接
続点１６、ツエナーダイオード１４のアノードと
抵抗１５との直列接続点１７および上記電流出力
端子１１それぞれに上記第２のインピーダンス手
段を構成するnpnトランジスタ１８のコレクタ、
ベース、エミツタそれぞれを接続し、さらに上記
電流出力端子１０に第３のインピーダンス手段で
ある抵抗１９を介してnpnトランジスタ２０のエ
ミツタを接続しかつこのトランジスタ２０のベー
スを上記接続点１６に接続し、さらにこのトラン
ジスタ２０のコレクタ電流を制御回路８に供給す
るようにしたものであり、また上記接続点１６の
電圧は制御回路８に電源電圧として供給される。
このような構成でなる従来回路において、三相
全波整流回路６の出力電流をＩ、可変抵抗１２お
よび抵抗１３に流れる電流をI1、抵抗１９に流れ
る電流をI2、可変抵抗１２、抵抗１３、抵抗１９
の抵抗値をR1，R2，R3、トランジスタ２０のベ
ース、エミツタ間電圧をVBEとすれば次式が成立
する。
全波整流回路６の出力電流をＩ、可変抵抗１２お
よび抵抗１３に流れる電流をI1、抵抗１９に流れ
る電流をI2、可変抵抗１２、抵抗１３、抵抗１９
の抵抗値をR1，R2，R3、トランジスタ２０のベ
ース、エミツタ間電圧をVBEとすれば次式が成立
する。
（R1＋R2）I1＝R3I2＋VBE …(1)
次に上記(1)からI2を求めると次の(2)式が得られ
る。
る。
I2＝R1＋R2／R3I1−VBE／R3 …(2)
ここでR3が充分に大きな値であるとすれば、
I2＝R1＋R2／R3I1 …(3)
となり、さらにR1＋R2≪R3とすればI1≒Ｉとな
つて、I2は次の(4)式となる。
つて、I2は次の(4)式となる。
I2＝R1＋R2／R3Ｉ …(4)
トランジスタ２０のコレクタ電流は上記電流I2
にほぼ等しいため、前記制御回路８には抵抗１２
および１３の和の抵抗値（R1＋R2）と抵抗１９
の抵抗R3との比に応じて減衰された電流が供給
され、制御回路８はこの電流に基づいて線路３
ａ，３ｂ，３ｃの過電流状態を検出する。
にほぼ等しいため、前記制御回路８には抵抗１２
および１３の和の抵抗値（R1＋R2）と抵抗１９
の抵抗R3との比に応じて減衰された電流が供給
され、制御回路８はこの電流に基づいて線路３
ａ，３ｂ，３ｃの過電流状態を検出する。
ところで、上記(3)式ではトランジスタ２０のベ
ース、エミツタ間電圧VBEを無視したが、三相全
波整流回路６の出力電流Ｉの値が小さい時には
VBEの存在を無視することはできず、この結果、
従来回路ではＩが小さい場合にはＩとI2とが比例
せず、過電流の検出誤差が大きくなるという欠点
がある。また、従来回路ではトランジスタ２０の
VBEの存在により、 （R1＋R2）Ｉ＞VBEの関係を満足するような電流
Ｉが流れて、始めてトランジスタ２０が動作する
ため、Ｉあるいは（R1＋R2）の値を大きくする
必要があり、これによつて電流検出コイル５ａ，
５ｂ，５ｃが飽和し易くなるという欠点がある。
さらに（R1＋R2）≪R3なる関係を満足させるた
め、可変抵抗１２には大きな電流が流れ、この結
果、この可変抵抗１２として大電力容量のものが
必要であり、大電力容量の可変抵抗は高価格であ
るために全体的な製造価格が高価となる欠点があ
る。
ース、エミツタ間電圧VBEを無視したが、三相全
波整流回路６の出力電流Ｉの値が小さい時には
VBEの存在を無視することはできず、この結果、
従来回路ではＩが小さい場合にはＩとI2とが比例
せず、過電流の検出誤差が大きくなるという欠点
がある。また、従来回路ではトランジスタ２０の
VBEの存在により、 （R1＋R2）Ｉ＞VBEの関係を満足するような電流
Ｉが流れて、始めてトランジスタ２０が動作する
ため、Ｉあるいは（R1＋R2）の値を大きくする
必要があり、これによつて電流検出コイル５ａ，
５ｂ，５ｃが飽和し易くなるという欠点がある。
さらに（R1＋R2）≪R3なる関係を満足させるた
め、可変抵抗１２には大きな電流が流れ、この結
果、この可変抵抗１２として大電力容量のものが
必要であり、大電力容量の可変抵抗は高価格であ
るために全体的な製造価格が高価となる欠点があ
る。
この発明は上記のような事情を考慮してなされ
たものであり、その目的とするところは、電流の
検出誤差が小さく、電流検出コイルの飽和を防ぐ
ことができしかも安価に製造できる電流検出回路
を提供することにある。
たものであり、その目的とするところは、電流の
検出誤差が小さく、電流検出コイルの飽和を防ぐ
ことができしかも安価に製造できる電流検出回路
を提供することにある。
以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明
する。第２図はこの発明に係る電流検出回路の一
実施例の回路構成図であり、従来回路と対応する
箇所には同一符号を付してその説明は省略する。
この実施例回路では前記電流検出回路内の抵抗１
３とpnpトランジスタ２０のベースとの間のダイ
オード素子２１を図示極性のように挿入するよう
にしたものであり、またnpnトランジスタ１８の
コレクタは新たに追加されたダイオード２１のア
ノードと抵抗１３との直列接続点２２に接続さ
れ、さらにこの接続点２２の電圧が制御回路８に
電源電圧として供給される。
する。第２図はこの発明に係る電流検出回路の一
実施例の回路構成図であり、従来回路と対応する
箇所には同一符号を付してその説明は省略する。
この実施例回路では前記電流検出回路内の抵抗１
３とpnpトランジスタ２０のベースとの間のダイ
オード素子２１を図示極性のように挿入するよう
にしたものであり、またnpnトランジスタ１８の
コレクタは新たに追加されたダイオード２１のア
ノードと抵抗１３との直列接続点２２に接続さ
れ、さらにこの接続点２２の電圧が制御回路８に
電源電圧として供給される。
このような回路構成において、可変抵抗１２お
よび抵抗１３からなる直列回路（第１のインピー
ダンス手段）の両端間の降下電圧V1は次式で与
えられる。
よび抵抗１３からなる直列回路（第１のインピー
ダンス手段）の両端間の降下電圧V1は次式で与
えられる。
V1＝（R1＋R2）・I1 …(4)
また抵抗１９（第３のインピーダンス手段）の
両端間の降下電圧V2（＝R3・I2）は上記電圧V1に
ダイオード２１の順方向降下電圧VFを加算した
ものからトランジスタ２０のベース、エミツタ間
降下電圧VBEを差し引いたものに等しくなるため
に次式が成立する。
両端間の降下電圧V2（＝R3・I2）は上記電圧V1に
ダイオード２１の順方向降下電圧VFを加算した
ものからトランジスタ２０のベース、エミツタ間
降下電圧VBEを差し引いたものに等しくなるため
に次式が成立する。
R3・I2＝（R1＋R2）・I1＋VF−VBE …(5)
そして上記(5)式からI2を求めると次の(6)式が得
られる。
られる。
I2＝R1＋R2／R3I1＋VF−VBE／R3 …(6)
ここで前記ダイオード素子２１はpnpトランジ
スタ２０と同一形状、特性のトランジスタをダイ
オード接続したものとすればVF＝VBEであり、し
かもR1＋R2≪R3とすればI1≒Ｉとなつて、I2は次
の(7)式となる。
スタ２０と同一形状、特性のトランジスタをダイ
オード接続したものとすればVF＝VBEであり、し
かもR1＋R2≪R3とすればI1≒Ｉとなつて、I2は次
の(7)式となる。
I2＝R1＋R2／R3Ｉ …(7)
すなわち、トランジスタ２０のコレクタ電流は
VBEの影響を受けず、純粋に（R1＋R2）とR3の抵
抗比のみに応じて減衰されることになる。この結
果、Ｉが小さい場合でもＩとI2とは比例し過電流
検出誤差を小さくすることができる。またトラン
ジスタ２０のVBEはダイオード素子２１のVFによ
つてキヤンセルされ、前記(6)式からVBEを含む項
がなくなり、I2抵抗R1〜R3と電流I1の値によつて
のみ決定されることになる。このため、（R1＋
R2）Ｉ＞VBEの条件を考慮する必要がなくなり、
Ｉあるいは（R1＋R2）の値を大きくしなくても
（原理的にはV1＝０から）Ｉを検出することがで
きるために、電流検出コイル５ａ，５ｂ，５ｃの
飽和を抑えることができる。またＩの値を充分に
小さくしてもＩに比例した電流I2を得ることがで
きるので、可変抵抗１２として従来よりも小さな
電力容量のもので済み全体的な製造価格を安価と
することができる。
VBEの影響を受けず、純粋に（R1＋R2）とR3の抵
抗比のみに応じて減衰されることになる。この結
果、Ｉが小さい場合でもＩとI2とは比例し過電流
検出誤差を小さくすることができる。またトラン
ジスタ２０のVBEはダイオード素子２１のVFによ
つてキヤンセルされ、前記(6)式からVBEを含む項
がなくなり、I2抵抗R1〜R3と電流I1の値によつて
のみ決定されることになる。このため、（R1＋
R2）Ｉ＞VBEの条件を考慮する必要がなくなり、
Ｉあるいは（R1＋R2）の値を大きくしなくても
（原理的にはV1＝０から）Ｉを検出することがで
きるために、電流検出コイル５ａ，５ｂ，５ｃの
飽和を抑えることができる。またＩの値を充分に
小さくしてもＩに比例した電流I2を得ることがで
きるので、可変抵抗１２として従来よりも小さな
電力容量のもので済み全体的な製造価格を安価と
することができる。
第３図は上記電流検出回路から出力される電流
に基づいて過電流状態を検出する、前記制御回路
８の具体的な構成図である。
に基づいて過電流状態を検出する、前記制御回路
８の具体的な構成図である。
この制御回路８は電流検出回路から電源電圧と
して供給される接続点２２の電圧を所定比で分割
する一対の抵抗２３，２４、この分割電圧がアノ
ードに供給されるとともにカソードが抵抗２５を
介して基準電圧点に接続されるサイリスタ２６、
上記サイリスタ２６のゲート、カソード間に挿入
されるコンデンサ２７、一端が第２図に示す電流
検出回路内のトランジスタ２０のコレクタに接続
され、上記コンデンサ２７を充電制御する抵抗２
８，２９、ツエナーダイオード３０およびpnpト
ランジスタ３１からなる充電制御回路３２から構
成されている。そしてサイリスタ２６のカソード
と抵抗２５の直列接続点の信号が、前記トリツプ
コイル９を駆動するスイツチング素子へのトリガ
信号となる。
して供給される接続点２２の電圧を所定比で分割
する一対の抵抗２３，２４、この分割電圧がアノ
ードに供給されるとともにカソードが抵抗２５を
介して基準電圧点に接続されるサイリスタ２６、
上記サイリスタ２６のゲート、カソード間に挿入
されるコンデンサ２７、一端が第２図に示す電流
検出回路内のトランジスタ２０のコレクタに接続
され、上記コンデンサ２７を充電制御する抵抗２
８，２９、ツエナーダイオード３０およびpnpト
ランジスタ３１からなる充電制御回路３２から構
成されている。そしてサイリスタ２６のカソード
と抵抗２５の直列接続点の信号が、前記トリツプ
コイル９を駆動するスイツチング素子へのトリガ
信号となる。
このような構成において、充電制御回路３２
は、トランジスタ２０のコレクタ電流をIC、遮断
器４ａ，４ｂ，４ｃの遮動動作時間をｔとする
と、IC 2・ｔが常に一定となるような関係を保つ
ようにコンデンサ２７の充電を行なう。そして過
電流時、コンデンサ２７における充電電圧が一対
の抵抗２３，２４による分割電圧を越えると、サ
イリスタ２６がオンして抵抗２５に電流が流れ、
この抵抗２５の両端間に電圧降下が生じてこの降
下電圧がトリツプコイル９を駆動するスイツチン
グ素子のトリガ信号となり、この後、トリツプコ
イル９が駆動されて各遮断器４ａ，４ｂ，４ｃが
遮断され、負荷２は電流１から切り離されて保護
される。
は、トランジスタ２０のコレクタ電流をIC、遮断
器４ａ，４ｂ，４ｃの遮動動作時間をｔとする
と、IC 2・ｔが常に一定となるような関係を保つ
ようにコンデンサ２７の充電を行なう。そして過
電流時、コンデンサ２７における充電電圧が一対
の抵抗２３，２４による分割電圧を越えると、サ
イリスタ２６がオンして抵抗２５に電流が流れ、
この抵抗２５の両端間に電圧降下が生じてこの降
下電圧がトリツプコイル９を駆動するスイツチン
グ素子のトリガ信号となり、この後、トリツプコ
イル９が駆動されて各遮断器４ａ，４ｂ，４ｃが
遮断され、負荷２は電流１から切り離されて保護
される。
なお、電流検出回路内のnpnトランジスタ１８
と抵抗１５は、ダイオード素子２１とツエナーダ
イオード１４に常に一定電流が流れるようにする
ためのものである。
と抵抗１５は、ダイオード素子２１とツエナーダ
イオード１４に常に一定電流が流れるようにする
ためのものである。
なお、この発明は上記の一実施例に限定される
ものではなく、たとえば上記実施例ではトランジ
スタ２０のコレクタから減衰された電流を得て、
この電流に基づいて過電状態を検出するようにし
たが、これはトランジスタ２０のコレクタと電流
出力端子１１との間に抵抗を挿入し、この抵抗の
両端から前記電流Ｉに応じた電圧を得るようにし
てもよい。そしてこのように電圧として検出する
場合には、この電圧が接続点２２の電圧を越える
ことがないので、この電圧が与えられる制御回路
に特別の保護は不必要である。
ものではなく、たとえば上記実施例ではトランジ
スタ２０のコレクタから減衰された電流を得て、
この電流に基づいて過電状態を検出するようにし
たが、これはトランジスタ２０のコレクタと電流
出力端子１１との間に抵抗を挿入し、この抵抗の
両端から前記電流Ｉに応じた電圧を得るようにし
てもよい。そしてこのように電圧として検出する
場合には、この電圧が接続点２２の電圧を越える
ことがないので、この電圧が与えられる制御回路
に特別の保護は不必要である。
以上説明したようにこの発明によれば、第１の
インピーダンス手段と検出電流をそのコレクタか
ら出力するバイポーラトランジスタのベースとの
間にPN接合素子を挿入するようにしたので、電
流の検出誤差が小さく、電流検出コイルの飽和を
防ぐことができしかも安価に製造できる電流検出
回路を提供することができる。
インピーダンス手段と検出電流をそのコレクタか
ら出力するバイポーラトランジスタのベースとの
間にPN接合素子を挿入するようにしたので、電
流の検出誤差が小さく、電流検出コイルの飽和を
防ぐことができしかも安価に製造できる電流検出
回路を提供することができる。
第１図は従来の電流検出、遮断制御回路の構成
図、第２図はこの発明の一実施例の回路構成図、
第３図は上記実施例回路を用いた過電流遮断用の
制御回路の構成図である。 ７……電流検出回路、１０，１１……電流出力
端子、１２……可変抵抗、１３，１５，１９……
抵抗、１４……ツエナーダイオード、１８……
npnトランジスタ、２０……pnpトランジスタ、
２１……ダイオード素子。
図、第２図はこの発明の一実施例の回路構成図、
第３図は上記実施例回路を用いた過電流遮断用の
制御回路の構成図である。 ７……電流検出回路、１０，１１……電流出力
端子、１２……可変抵抗、１３，１５，１９……
抵抗、１４……ツエナーダイオード、１８……
npnトランジスタ、２０……pnpトランジスタ、
２１……ダイオード素子。
Claims (1)
- １ 主回路に流れる電流を電流検出コイルによつ
て検出し、さらにこれを直流化して得られる直流
電流の電流出力端子間に第１のインピーダンス手
段および第２のインピーダンス手段を直列挿入
し、上記第１、第２のインピーダンス手段の直列
接続点にバイポーラトランジスタのベースを接続
し、このバイポーラトランジスタのエミツタを第
３のインピーダンス手段を介して上記一方の直流
電流出力端子に接続し、上記バイポーラトランジ
スタのコレクタから上記第１、第３のインピーダ
ンス手段のインピーダンス比に応じて減衰された
電流を得るようにしたものにおいて、上記第１の
インピーダンス手段と上記バイポーラトランジス
タのベースとの間にPN接合素子を挿入するよう
にしたことを特徴とする電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180611A JPS5882167A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56180611A JPS5882167A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5882167A JPS5882167A (ja) | 1983-05-17 |
| JPH033187B2 true JPH033187B2 (ja) | 1991-01-17 |
Family
ID=16086260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56180611A Granted JPS5882167A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | 電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5882167A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4804964A (en) * | 1985-08-09 | 1989-02-14 | Nissan Motor Company, Limited | Loran-C signal receiving apparatus |
-
1981
- 1981-11-11 JP JP56180611A patent/JPS5882167A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5882167A (ja) | 1983-05-17 |
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