JPH03293927A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はスイッチング電源の制御回路、特に電圧検出切
替回路に関するものである。

（従来技術とその問題点） 従来、この種のスイッチング電源は第１図のように主ス
イツチング素子Ｑ１例えばＦＥＴを、発振器を備えた制
御回路Ｃ０ＮＴの発振周波数に同期してオン・オフ制御
し、変圧器Ｔの二次側に得られた交流出力をダイオード
Ｄ１で整流し、コンデンサＣで平滑して直流出力を得て
いた。また抵抗Ｒ，，Ｒ，により検出した出力電圧を誤
差増幅器ＩＣ１で基準電圧Ｅ２と比較し、これにより誤
差増幅器ＩＣ，の出力に発生した誤差電圧をホトカプラ
ＰＣ１等を介して前記制御回路Ｃ０ＮＴに加え、その出
力信号により主スイツチング素子Ｑ。

のオン期間を制御して出力電圧制御を行っていた。

また更に必要に応じて負荷電流を検出用抵抗Ｒ５により
検出し、この検出電圧を誤差増幅器■Ｃ４において基準
電圧Ｅ４と比較し、検出電圧が基準電圧Ｅ４を越えたと
き、誤差増幅器ＩＣ，の出力電圧をＬｏｗにして、スイ
ッチング電源の出力電圧をゼロボルトに近い値にまで低
下させる電流垂下特性をもたせることが行われている。

この種のスイッチング電源を用いて、例えば放電した鉛
蓄電池をもとの充電状態に戻すための充電、すなわち回
復充電を行う場合、充電時間を短くするため、急速充電
を行おうとすると、スイッチング電源の出力電圧を高め
にして、電池を充電する必要がある。

最近の鉛蓄電池は、充電末期に発生するガスを陰極で吸
収し、水に戻す方法が採られている。ところが急速に充
電しようとして、出力電圧を高めに設定しておくと、充
電末期にも大きな電流が流れるため、電解質の電気分解
が起こり、大量のガスを発生する。これを陰極で吸収し
、水に戻す反応が起こるが、ガス吸収反応は発熱を伴う
ので、大量のガスを吸収する場合は、鉛蓄電池の温度か
上昇し、その結果さらに充電電流が大きくなり、ガス発
生量かさらに増え、また温度か上昇し、さらに充電電流
か大きくなるという熱逸走が発生する可能性かある。熱
逸走か発生すると、ついには熱損傷を起こし、鉛蓄電池
の寿命を著しく、低下させるという問題かある。

このため、充電末期の充電電流の値によって前記スイッ
チング電源の出力電圧を高い値から低い値へ切替えるこ
とにより充電電流を減らし、すなわちガス発生量を少な
くし、熱逸走が発生しないようにする必要がある。この
様な仕様を満足する場合、従来第２図（ａ）、又は（ｂ
）の様な回路か用いられている。

第２図（ａ）に示す回路では、出力電圧の検出抵抗とし
て、Ｒ＋、ＲｚおよびＲ３を用い、誤差増幅器■Ｃ１で
出力電圧検出を行う。この時負荷電流を抵抗Ｒ６によっ
て検出し、基準電圧Ｅ４と比較して得られた誤差増幅器
ＩＣ，の出力電圧によってオンオフ制御されるスイッチ
例えばトランジスタＱ２）又は接点スイッチにより検出
抵抗Ｒ３をオン・オフ切替えする事により、負荷電流に
応じてスイッチング電源の出力電圧を高い値から低い値
へ、またその逆の切替えが可能となる。しかし上記のよ
うに半導体スイッチとしてトランジスタＱ、を用いた場
合には、該トランジスタＱ２の温度ドリフトによって検
出電圧の変動が生じ、また接点スイッチの場合には接触
不良等の不具合を生じる。

又、第２図（ａ）の検出抵抗切替部分（ａ部）を第２図
（ｂ）のようにホトカブラＰＣ，を含む回路に置き替え
た場合は、ホトカブラのＰＣ，のＣＲＴ（電流伝達率）
が温度、経年等で大幅に変化し、高精度の定電圧か保て
ない等の欠点がある。

第２図（ａ）、　（ｂ）の様な従来回路について温度ド
リフト等の欠点を解決するには、検出系に数個のダイオ
ード等による温度補償回路等を追加しなければならない
。

（問題点を解決するための本発明の手段）本発明は誤差
増幅器を２個用い、充電電流を検出して、前記２個の誤
差増幅器の内いずれかを動作させる事によって、スイッ
チング電源の出力電圧の切替えを行うものである。ただ
し、誤差増幅器は４素子が１部品で構成されているので
、本発明は従来回路に比べ部品点数の増加はない。従っ
て従来回路の様なダイオード等による温度補償回路等の
追加もなく、従来回路より部品点数を削減して前記従来
の欠点を解決する事が出来る簡単かつ経済的な電圧検出
切替え回路を提供できる。

（実施例） 第３図は本発明のスイッチング電源の一実施例回路図で
ある。第４図は本発明の回路を用いた電流−電圧特性図
である。

第３図において、Ｅ、は直流入力電源、Ｔは変圧器、Ｑ
、はＦＥＴ等の主スイツチング素子、Ｄ。

は整流用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサであり、こ
れらによって、主回路を構成する。ＴＣ＋。

ＩＣ２，ｉｃｉ、ＩＣ４は誤差増幅器、Ｒ，、Ｒ，。

Ｒ，、Ｒ４，Ｒ，は抵抗、Ｄ２．Ｄ、、Ｄ、はダイオー
ド、ＰＣ，はホトカプラ、Ｑ２はスイッチング素子、例
えばトランジスタ、Ｅ、、Ｅ、、Ｅ。

は誤差増幅器の基準電源、Ｃ０ＮＴは制御回路である。

スイッチング電源の動作は従来と同様に制御回路Ｃ０Ｎ
Ｔのスイッチング信号によって主スイツチング素子Ｑ１
をオン・オフ制御し、変圧器Ｔによってその二次側に交
流電圧を発生させ、整流ダイオードＤ＋及び平滑コンデ
ンサＣによって平滑直流を出力に供給する。又出力電圧
を検出して、制御回路Ｃ０ＮＴのスイッチング信号によ
り主スイツチング素子Ｑ、のオン期間を制御する事によ
って出力電圧を制御する事が出来る。

一方誤差増幅器ｒｃ、、ＩＣ２によって出力側の検出電
圧切替えを行い、出力電圧を高い値から低い値、又はそ
の逆に切替える事か出来る。

即ち、第４図の電流−電圧特性に於いて、回復充電時、
例えば充電電流を１７以上に流す場合は出力電圧はｖ２
を必要とする。この時、負荷電流Ｉ０の検出抵抗Ｒ６に
よって誤差増幅器ＩＣ，の−側に検出される電圧は、同
誤差増幅器ＩＣ２の＋側の基準電圧Ｅ２より高い。従っ
て誤差増幅器ＩＣ，の出力はＬｏｗとなりトランジスタ
Ｑ、はＯＦＦ状態であり、電圧検出用誤差増幅器ＩＣ＋
は不動作状態となる。−力出力電圧検出用誤差増幅器Ｉ
Ｃ，は検出抵抗Ｒ１の電圧を検出し、同ＩＣ２の出力信
号によりホトカプラＰＣ，を介して制御回路Ｃ０ＮＴで
必要なデユーティのスイッチング信号を発生させて、主
スイツチング素子Ｑ＋をオン・オフ制御せさて、整流平
滑して出力電圧Ｖ。

を得る。

次に回復充電が完了して負荷電流がＩ１にまで下がると
、電流検出抵抗Ｒ５の検出電圧は誤差増幅器ＩＣ，の＋
側の基準電圧Ｅ、より低くなり、同ＩＣ，の出力側はＨ
ｉｇｈとなるので、トランジスタＱ２はオン状態となり
電圧検出用誤差増幅器ＩＣ，は動作状態となり、同誤差
増幅器ＩＣ，は検出抵抗Ｒ２＋Ｒ，を検出する。これに
よって前述の検出抵抗Ｒ２を検出していた場合より出力
電圧を下げる方向に働き、制御回路Ｃ０ＮＴのスイッチ
ング信号はオン期間を短くし、出力電圧をＶにまで下げ
る。この時、誤差増幅器ＩＣ，の−側入力端子の検出電
圧は、検出抵抗Ｒ４の分圧抵抗で決まるが、出力電圧か
Ｖ２より低いＶｌの時は基準電圧Ｅ２より低くなるよう
設定されている。

従ってＩＣ２の出力電圧はＨｉｇｈとなりダイオードＤ
２によって逆バイアスされるのでＩＣ２の出力電圧が定
電圧制御に悪影響を及ぼすことはない。

このようにして出力電流か■、より下がると出力電圧は
回復充電時の電圧Ｖ２より低い電圧Ｖ。

に切り替わる。

又、第４図における出力電流Ｉ２の点で電流検出抵抗Ｒ
５の検出電圧を誤差増幅器ＩＣ４の＋側の基準電圧Ｅ、
より高くなる様に設定すれば、出力電流■２の所で電流
垂下特性を得ることが出来る。すなわち、負荷電流かＩ
２に達した点て誤差増幅器ＩＣ，の−側入力端子の検出
電圧は、同ＩＣ４の＋側の入力端子の基準電圧Ｅ４より
高くなり、同ＩＣ，の出力はＬｏｗとなる。従ってホト
カプラＰＣ，は制御抵抗Ｒ４で決められた電流を流し、
制御回路Ｃ０ＮＴのスイッチング信号はオン期間を最小
にし、スイッチング電源の出力電圧をゼロボルトに近い
値にまで低下させる。

この時、電圧検出用誤差増幅器ＩＣ＋、ＩＣ−の電圧検
出端子である一側端子電圧は、同■Ｃ１■Ｃ２の＋側入
力端子の基準電圧Ｅ２よりも低くなるので、同ｒｃ、、
ｒｃ、の出力電圧はＨｉｇｈとなる。従って電圧検出用
誤差増幅器ＩＣ，、ＩＣ６の出力端子に接続されたダイ
オードＤ２．Ｄ。

は逆バイアスされ、その出力信号か制御回路に悪影響を
及ぼすことはない。第４図には、上述した動作によって
得られた電流−電圧特性を示す。

（発明の効果） 以上の説明から明らかなように本発明は、充電時の電圧
自動切替用のＤＣ−ＤＣコンバータ、特にスイッチング
電源の出力電圧切替回路において温度ドリフトの少ない
回路を提案したものであって、従来回路に温度補償回路
を追加する方法に比べ、簡単かつ経済的な回路であり、
実用上の効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチング電源回路図、第２図（ａ）
は出力電圧の切替回路を備えた従来のスイッチング電源
回路図、第２図（ｂ）はその電圧切替回路の変形応用例
、第３図は本発明のスイッチング電源回路の一実施例、
第４図は本発明による電流−電圧特性図である。 Ｅ、・・・直流入力電源、　Ｅｘ　、Ｅｓ　、Ｅ４・・
・各々誤差増幅器の基準電圧、　Ｑｌ・・・主スイツチ
ング素子例えばトランジスタ、 Ｄ、、Ｄ、、Ｄ、、、Ｄ、・・・ダイオード、Ｃ・・・
平滑用コンデンサ、Ｔ・・・変圧器、ＩＣ１，ｌｃ２．
ＩＣ−、ＩＣ４・・・誤差増幅器、Ｒ＋　、Ｒ４、Ｒ４
，Ｒｓ・・・抵抗、ＰＣ，、ＰＣｔ・・・ホトカブララ
、 Ｃ０ＮＴ・・・制御回路。 第２図（ｂ） 第３図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と変圧器の一次巻線と制御回路によりオ
   ンオフ制御される主スイッチ素子を直列に接続し、前記
   変圧器の二次側出力を整流するダイオードと平滑用コン
   デンサを備えたスイッチング電源に於いて、該スイッチ
   ング電源出力の検出電圧の異なる２個の電圧を検出する
   ２個の誤差増幅器を設けて、その誤差増幅器のいずれか
   の出力にスイッチング素子を介して、前記２個の電圧誤
   差増幅器の出力をオア接続して、その出力により前記ス
   イッチング電源の制御回路を制御すると共に、負荷電流
   を検出する誤差増幅器を設けてその出力信号により前記
   スイッチング素子をオン・オフするようにした事を特徴
   とするスイッチング電源。
2. （２）特許請求の範囲第１項において、前記負荷電流を
   検出する第２の誤差増幅器を設け、該誤差増幅器の出力
   を前記２個の電圧検出誤差増幅器の出力とオア接続した
   ことを特徴とするスイッチング電源。