JPH05308733A

JPH05308733A - 充電回路方式及び充電装置

Info

Publication number: JPH05308733A
Application number: JP13781292A
Authority: JP
Inventors: Teruyoshi Mitsuoka; 輝義光岡
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1992-04-30
Filing date: 1992-04-30
Publication date: 1993-11-19

Abstract

(57)【要約】【目的】装置の小型化及び低コスト化を図ると同時に
充電効率を大幅に改善することにより発熱量を最小限に
抑え得る充電回路を提供すること。【構成】電圧可変型定電圧発生手段と、定電流充電手
段とを具えた充電回路に於いて、前記定電圧発生手段の
出力電圧を被充電電池の充電終了時の電圧値より低く設
定すると共に、前記定電流充電手段の入力電圧と出力電
圧との差が所定値以下のとき前記定電圧発生手段の出力
電圧を被充電電池電圧に伴って上昇させるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング型充電回路
に関し、詳細には充電効率を向上するための回路方式に
関する。

【０００２】

【従来技術】スイッチング型充電器はスイッチング型定
電圧発生器と定電流型充電回路を組合せることによって
構成するのが一般的である。図６は従来のスイッチング
型充電回路の一般的構成を示した図であってスイッチン
グ型定電圧発生回路１と充電回路２とを主たる機能ブロ
ックとして有する。このうちスイッチング型定電圧発生
回路１はトランスＴを介して供給された交流或はパルス
電圧を直流化する整流、平滑回路１１と、該整流平滑さ
れた直流電力の電圧を基準値と比較し、常に所定の電圧
となるように図示を省略したトランスＴの一次側回路に
制御信号を発生する電圧検出回路１２を具えている。

【０００３】尚、トランスＴの一次側回路にはトランス
に供給する交流信号の通過角或はパルスの幅等を制御す
ることによって、又はスイッチングのＯＮ−ＯＦＦ時間
比を可変することによって上記直流出力電圧を所望値に
調整する、一般にＰＷＭ（ＰｕｌｓＷｉｄｔｈＭｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ−パルス幅変調）と呼ばれる制御を行
うようになっている。

【０００４】又同図６の充電回路２は上述したスイッチ
ング型定電圧発生回路１からの電力を負荷の状態にかか
わらず一定の電流を発生する定電流発生回路１３と電圧
検出制御回路１４とを具え、前記定電流発生回路１３の
出力によってニッケル、カドミウム電池等の二次電池１
５を充電するが、この際、該電池の端子電圧と前記スイ
ッチング型定電圧発生回路１からの電圧とを前記電圧検
出制御回路１４によって監視し、その結果によって前記
定電流発生器１３を制御するように構成したものであ
る。

【０００５】この構成に於いて、前記二次電池には比較
的大電流によって充電されるが、電池への充電量の増加
に伴って電池の端子電圧が上昇し、ある一定の充電量に
達すると端子電圧の上昇率が低下し、飽和状態となる。
そこで、前記電圧検出制御回路１４では、上記二次電池
の端子電圧上昇の変化率を監視しその変化が飽和状態と
なったら定電流発生回路１３の出力を停止し、充電を完
了するか、或は微小電流充電（トリクル充電）に切換え
る等の制御を行う。Ａ／Ｄ変換により電圧値、電流値等
のアナログ信号をデジタル信号に変換する手段とマイク
ロコンピュータによるデジタル信号処理手段によって実
現されるのが一般的である。

【０００６】しかしながら、上述したような従来の充電
回路方式では、環境状態によっては充電効率が低くな
り、効率が低下した分発熱量が増大する。そのため放熱
対策或は各部回路の温度補対策等々種々困難な対策が必
要となって、充電器自体の複雑化、コスト上昇を招くと
云う問題があった。

【０００７】このような充電効率の低下及びそれに伴う
発熱の原因は次の通りである。即ち、上述した充電回路
の定電流発生回路部分は図７に示すようにトランジスタ
等を用いて電流制御回路を構成するのが一般的である
が、この際該回路の出力電圧が変動しても定電流源とし
ての機能を果すべく出力電流を一定に保つためには、該
回路への入力電圧を極力高く設定する必要がある。即
ち、周知の通り入力電圧が高ければ高い程負荷（電池）
端子電圧が大きく変動しても一定の電流を供給する能力
が高まる。

【０００８】しかし、該回路の入力電圧と出力電圧の差
の電圧と該トランジスタに流れる電流との積の電力はこ
のトランジスタによって消費され熱となる。従って、上
記消費電力が大きくなる程発熱量が大きくなることにな
る。一方、充電回路に於いては充電初期は二次電池の端
子電圧が小さくなっていることが一般的であるから、上
記定電流回路が機能すれば上述した電流制御トランジス
タにより消費される電力が大きくなる。更には二次電池
の端子電圧は同一容量であっても温度によって変化する
から、想定し得る最悪の状態にも対処できるように充電
回路の入力電圧を高く設定すべきであった。

【０００９】図８は従来の定電流型充電回路の入力電圧
と電池電圧との関係を図示したもので、充電回路への入
力電圧Ｖ_INは出力電圧即ち電池電圧Ｖ_OUT の最大値より
可成高い電圧とするのが一般的である。上述した充電効
率は、充電回路に入力する電力である電圧と電流の積
と、実際に電池に供給された電力との比であり、当該充
電回路入出力電圧の差とこれに流れる電流との積であ
る。

【００１０】当該充電回路の入出力電流はほぼ同一（制
御トランジスタのベース電流はエミッタ−コレクタ電流
に比して無視できる）であるから、同図８に示した入出
力電圧差に比例して充電効率が低下する。従って、電池
の残存容量が少ない程及び、充電回路入力電圧と出力電
圧との差が大きい程充電効率が低下する。このように充
電器への入力電圧を高くすることは発熱量が増大するの
みならず、平滑回路やスイッチング型定電圧発生回路の
能力を高める必要から装置全体の大型化及びコスト上昇
を招くと云う副次的欠点をも具えるものであった。

【００１１】

【目的】本発明は上述した従来の充電器に於ける問題点
を解決するためになされたものであって、装置の小型化
及び低コスト化を図ると同時に充電効率を大幅に改善す
ることにより発熱量を最小限に抑え得る充電回路を提供
することを目的とする。

【００１２】

【発明の概要】上記目的を達成するため、本願第１の発
明は、電圧可変型定電圧発生手段と、定電流充電手段と
を具えた充電回路に於いて、前記定電圧発生手段の出力
電圧を被充電電池の充電終了時の電圧値より低く設定す
ると共に、前記定電流充電手段の入力電圧と出力電圧と
の差が所定値以下のとき前記定電圧発生手段の出力電圧
を被充電電池電圧に伴って上昇させるようにしたことを
特徴とする。

【００１３】本願第２の発明は、スイッチング型電圧可
変定電圧発生手段と、定電流充電手段とを具えた充電装
置に於いて、前記定電圧発生手段の出力電圧を被充電電
池の充電終了電圧値より低く設定すると共に、定電流充
電手段の入出力電圧差を検出する手段と、該入出力電圧
差が所定値以下になると前記スイッチング型電圧可変定
電圧発生手段を制御し、その出力電圧を被充電電池電圧
に伴って上昇させる手段とを具えたことを特徴とする。

【００１４】本願第３の発明は、前記定電流充電手段は
電流制御用素子としてトランジスタ又はＦＥＴ回路を、
更に該充電手段の入出力電圧差を検出する手段として電
圧検出トランジスタ又はＦＥＴを具え、該電流制御用素
子のコレクタ又はドレインに電圧検出トランジスタ又は
ＦＥＴのエミッタ又はソースを、又、電流制御用素子の
エミッタ又はソースに電圧検出トランジスタ又はＦＥＴ
のコレクタ又はドレインを接続したことを特徴とする。

【００１５】本願第４の発明は、スイッチング型電圧可
変定電圧発生手段と、定電流充電手段とを具えた充電装
置に於いて、前記定電圧発生手段の出力電圧を被充電電
池の充電終了電圧値より低く設定すると共に、定電流充
電手段の入出力電圧差が所定値以下になると電圧を発生
する入出力電圧差検出手段と、該入出力電圧差検出手段
が発生する電圧を入力とするカレントミラー回路と、ス
イッチング型電圧可変定電圧発生手段の出力電圧制御用
のシャントレギュレータ素子の基準電圧として前記カレ
ントミラー回路の出力電圧を供給する手段とを具えるこ
とによって、前記充電手段の入出力電圧差が所定値以下
になると、被充電電池電圧に伴ってスイッチング型電圧
可変定電圧発生手段出力電圧を上昇させたことを特徴と
する。

【００１６】本願第５の発明は、前記被充電電池電圧が
所定値以下の場合、該電圧が所定値に達するまでの充電
電流を低減する手段を具えたことを特徴とする。

【００１７】

【実施例】以下図示した実施例に基づいて本発明を詳細
に説明する。図１は本発明の基本的構成を示すブロック
図である。同図に於いて、１はスイッチング型定電圧発
生回路、１０２は定電流型充電回路であって、上述した
従来の回路の一部に改良を加え問題点の解決を図ったも
のである。スイッチング型定電圧発生回路ブロック１は
従来のものと違いはないので構成の説明は省略するが、
定電流型充電回路１０２は、前記電圧発生回路ブロック
１の出力電圧を定電流発生回路１０３により定電流に変
換した後充電対象たる二次電池１０４に供給する。また
該電池の端子電圧を電圧検出制御回路１０５によって監
視すると共に、その出力たる電流制御信号によって前記
定電流発生回路１０３を後述するように制御する。

【００１８】前記定電流発生回路１０３には該回路に入
力する電圧と出力する電圧とを比較する電位差検出回路
１０６を付加し、この両電圧差が所定値以下となったと
き前記定電圧発生回路１の電圧検出回路１２に制御信号
を出力することにより、当該定電流型充電回路ブロック
１０２への供給電圧を上昇するようにコントロールす
る。

【００１９】尚、上記制御の結果充電回路１０２に供給
される電圧が変化することになるから、該電圧を電源と
して使用する回路のうち基準電圧を有する回路のように
電源電圧の安定化が必要な部分、例えば前記電圧検出制
御回路１０５には定電圧回路１０７を介して電力を供給
するように構成する。

【００２０】以上の構成に於いて回路の制御及び動作に
ついて説明する。図２は本発明の制御原理を説明するた
めの電池電圧と充電電圧との関係を図示した電圧特性図
である。この図に於いて縦軸は図中（イ）に示す充電回
路への入力電圧Ｖ_INに対する値を、又横軸は（ロ）に示
す同充電回路の出力電圧Ｖ_OUT に対する値を表示したも
のであって、該出力電圧Ｖ_OUT は即ち二次電池の端子電
圧である。

【００２１】本発明の第１の実施例では同図２に示す如
く、電池電圧Ｖ_OUT が低い範囲では、充電回路の入力電
圧Ｖ_INを一定にし、しかも従来のもの（図中破線ハ）に
較べて比較的低い値に設定する。また、電池電圧Ｖ_OUT
が一定電圧Ｖ₁ 以上の範囲に於いては、これに平行し一
定の電位差を保ち上昇する如く制御する。この制御は後
述する如く、前記図１の電位差検出回路１０６と電圧検
出回路１２によって行う。即ち、電池１０４の端子電圧
がＶ₁ 以下では従来通り充電回路１０２への供給電圧を
一定に保つが、電池電圧が上昇した結果、電位差検出回
路１０６に於いて監視する定電流発生回路１０３の入出
力電位差が所定値を下回る値となると、該回路から発生
する電圧制御信号により電圧検出回路１２をコントロー
ルし、前記定電流発生回路１０３の入出力電位差が一定
値を保つようにスイッチング型定電圧発生回路１の出力
を制御する。

【００２２】このように制御すれば電池への供給電流は
一定に保ちつつ充電回路１０２の定電流発生回路１０３
の入出力電位差を常に小さくすることができるから、そ
の分該回路に於ける消費電力を削減し、発熱量を低減す
ることができる。この発熱量低減の分充電効率が上昇す
ることは自明であろう。

【００２３】図３は実際のニカド電池を充電する場合の
電池電圧即ち充電回路出力電圧（ロ）と該充電回路入力
電圧（イ）との関係を図示したもので、ニカド電池は一
般的に充電容量増加に伴って端子電圧が上昇し、一定容
量以上では電圧上昇変化が小さく飽和状態となる。従っ
て、上述した本発明に係る充電回路では電池端子電圧と
は所定電位差を保ち、一定の電流が電池に供給されるよ
う構成する。

【００２４】尚、近年のニカド充電回路では急速充電方
式を採用するのが一般的であるが、電池の充電電圧変化
は電池電圧の飽和領域に於いて一旦上昇し次に若干降下
して安定する特徴があるので、急速充電の終了は上記変
化の負の傾斜部分を検出することによって行う。即ち、
急速充電回路では電池の端子電圧の絶対値を検出すると
共に、時間的相対値変化を検出し単位時間あたりの充電
電流変化及び電圧変化量を監視することによって、ニカ
ド電池のフル充電状態に於ける上記特徴（ニ）の部分を
検出するように構成されているから、本発明に於いても
この手段を用いることは何等さしつかえない。

【００２５】尚、電池の残存容量が極端に小さい場合で
あっても飽和電圧近くの値に上昇するまでの時間は比較
的短時間であるから、この間の消費電力はさ程大きくな
らないが、より充電効率を向上させると共に充電回路に
使用する電流制御トランジスタの許容損失定格を小さく
するために定電圧入力電位Ｖ₁ を更に小さくし、電池電
圧零ボルトから全電圧領域にわたって充電器入力電圧を
可変とすることも可能であろう。

【００２６】図４は上述した本発明の基本回路をより具
体的に示した一実施例である。全体の動作については既
に説明したので各ブロックについて説明すると、１０３
は二次電池を充電するための電流を発生する定電流発生
回路であって、トランジスタＱ₁ とそのエミッタに接続
した抵抗Ｒ₁ と、該エミッタ抵抗の他方端とトランジス
タＱ₁ のベース間に挿入したツェナーダイオードＤ₁ 夫
々の素子値により決定される定電流が発生する。即ち、
ツェナーダイオードＤ₁ の端子間電圧が抵抗Ｒ₁ とトラ
ンジスタＱ₁ のエミッタ・ベース間電圧の和となるよう
にコレクタ電流が発生し二次電池１０４に供給され
る。

【００２７】尚、トランジスタＱ₁ のベースとアース間
に挿入されたダイオードＤ₂ 、抵抗Ｒ₂ 及びトランジス
タＱ₂ からなる回路は前記定電流発生用トランジスタＱ
₁ の動作を制御するための回路で、例えば電圧検出制御
回路１０５より出力される電流制御信号により定電流の
発生をＯＮ−ＯＦＦするものである。即ち、電圧検出制
御回路１０５から高電位信号が出力されるとトランジス
タＱ₂ がＯＮし、上述した定電流が発生するが、前記高
電位信号が低電位（零電位）になると同トランジスタＱ
₂ がＯＦＦとなりトランジスタＱ₁ のベース電流が遮断
されるために定電流が発生せず充電機能が停止する。ト
ランジスタＱ₃ と抵抗Ｒ₃ とからなる回路１０６は本発
明に於いて付加した電位差検出回路の（−）具体例であ
って、トランジスタＱ₃ のエミッタとベースを夫々定電
流発生用トランジスタＱ₁ のコレクタとベース側に接続
し、そのコレクタを後述する如く電圧検出回路１２の所
要部に接続したものである。

【００２８】このように構成することによりトランジス
タＱ₃ のコレクタ電流をスイッチング型定電圧発生回路
ブロック１の出力電圧上昇信号として使用することがで
きる。尚、前記トランジスタＱ₃ のベースをトランジス
タＱ₁ のコレクタに接続する方法も考えられるが、この
方法では論理の反転又は位相の反転手段が必要となるた
め過剰な制御ループ利得の上昇を招き系の安定が損なわ
れる虞れがある。その点上記本実施例によれば、かかる
問題を生ずることなく、しかも構成素子数も少なく等価
的に定電流発生回路の入出力電位差の検出と、前記定電
圧発生回路の制御を行うと云う目的を達成することがで
きる。

【００２９】また、トランジスタＱ₃ のベースをダイオ
ードＤ₁ を介してトランジスタＱ₁のベースに接続した
のはトランジスタＱ₃ のベース・エミッタ間の電位差を
補償するための手段であって、該ダイオードＤ₂ による
電圧降下分がトランジスタＱ₃ のベース・エミッタ間の
電位差とほぼ等しくなるからトランジスタＱ₃ のコレク
タにはトランジスタＱ₁ のコレクタ・ベース間電位差を
零にするような電流が流れる。このときトランジスタＱ
₁ のコレクタ電圧が低い場合はトランジスタＱ₃ のエミ
ッタからベースに電流が流れず、従って該トランジスタ
Ｑ₃ はＯＦＦ状態のままとなりコレクタ電流、即ち電圧
制御信号は発生しない。

【００３０】一方、充電容量が増加しトランジスタＱ₁
のコレクタ電圧が上昇すると、トランジスタＱ₃ がＯＮ
状態となって電圧制御信号として高電位が発生する。

【００３１】従ってトランジスタＱ₃ のコレクタ電圧／
電流出力の有無によって充電回路の入力電圧と出力電圧
即ち二次電池の電圧との差が所定値以上か否かを判定す
ることができる。

【００３２】このように発生したトランジスタＱ₃ のコ
レクタ電流はスイッチング型定電圧発生回路ブロック１
の電圧検出回路１２に供給されるが、該回路は三端子の
シャントレギュレータＺ₁ を使用したものである。即
ち、該電圧検出回路１２はシャントレギュレータＺ₁ の
基準端子に抵抗Ｒ₄ とＲ₅ により分圧した整流平滑回路
１１の出力電圧を印加すると共にアノードを接地し、カ
ソードと前記整流平滑回路出力端との間に発光ダイオー
ドＤ₃ と抵抗Ｒ₆ との直列回路を挿入する。更に、前記
シャントレギュレータＺ₁ の基準端子にはトランジスタ
Ｑ₄ 、Ｑ₅ からなるカレントミラー回路の一方のトラン
ジスタＱ₄ のコレクタを接続し、他方のトランジスタＱ
₅ のコレクタに接続した高抵抗値抵抗Ｒ₇ の両端電圧を
減流情報として前記電圧検出制御回路１０５に供給す
る。これによって充電回路から二次電池に供給する電流
を制御するよう構成したものである。

【００３３】このように構成した電圧検出回路１２に於
いてシャントレギュレータＺ₁ は基準端子とアノード端
子間電位差即ち抵抗Ｒ₅ に生ずる電位が所定値になるよ
うにカソード電流が発生し、この電流は発光ダイオード
Ｄ₃ を流れ電流値に比例した光量を発生する。この発光
ダイオードＤ₃ の光は図示を省略したスイッチング制御
回路側の受光素子に伝達され、該光量に応じてトランス
Ｔの出力即ち整流平滑回路１１の出力をコントロールす
る。定電流発生部の最小入力電圧、即ち定電圧動作領域
を決定する電圧はシャントレギュレータＺ₁ のもつ基準
電圧と抵抗器Ｒ₄ とＲ₅ の分圧比で定まる。

【００３４】また、トランジスタＱ₃ のコレクタから電
圧検出回路１２に電圧制御信号が供給されると、抵抗Ｒ
₇ が充分に高い値であるからトランジスタＱ₃ のコレク
タ電流はＱ₅ のコレクタ電流とほぼ等しくなり又同時に
カレントミラー回路の作用によってトランジスタＱ₄ の
コレクタには上記トランジスタＱ₃ のコレクタ電流と同
一電流が流れる。

【００３５】従って、前記発光ダイオードＤ₃ を含む回
路には当該トランジスタＱ₄ に流れる電流、即ちトラン
ジスタＱ₃ に流れる電流が加算されるから発光量が増大
し、スイッチング型定電圧回路出力が上昇する。この動
作により二次電池電圧の上昇に追従して、これと一定電
圧差をもつように充電回路への入力電圧が増大する。

【００３６】このようにカレントミラー回路を使用する
ことによって極めて簡単にシャントレギュレータを用い
た電圧制御回路に電位差情報を伝達することができる。
又カレントミラー回路は低電圧で動作し得る上、設計が
容易であり、カレントミラー回路を含む本発明に係る充
電回路の大半の部分を半導体集積回路化が可能である。
更に上述したカレントミラー回路は電流利得が１である
から過剰なループ利得の発生にならず安定な動作が得や
すい利点もある。カレントミラー回路は上記例に限らず
エミッタ面積の異なるトランジスタを用いたカレントミ
ラー及びエミッタ側に抵抗器を接続したカレントミラー
等々広く応用可能である。

【００３７】図４の電圧検出制御回路１０５には電圧検
出回路１２のトランジスタＱ₅ のコレクタ電圧を高抵抗
値Ｒ₇ を介して減流情報を供給しているが、この信号の
働きについて説明する。この減流情報は上述した電位差
検出回路１０６のトランジスタＱ₃ のコレクタ電圧であ
るから、二次電池電圧が低い領域、即ち図２に示した定
電圧領域に於いては電位零となり、定電流発生回路１０
３の出力電圧が上昇しトランジスタＱ₃がＯＮ状態にな
ると高電位が生ずること上述した通りである。

【００３８】そこで、この電圧を減流情報として電圧検
出制御回路１０５に入力し、該電位が低電圧（零）のと
きは定電流発生回路１０３のトランジスタＱ₂ のベース
電圧を低減することによって該トランジスタＱ₂ のエミ
ッタ電流を小さくする。

【００３９】この操作によって定電流制御トランジスタ
Ｑ₁ のベース電流を制限し結果的に充電電流を小さくす
る。この電流制御を行えば二次電池電圧が低く、充電回
路の入出力電位差が大きい場合でも、充電電流を小さく
することによってトランジスタＱ₁ のエミッタ・コレク
タ間の消費電力を低減し、発熱量を小さくすることがで
きるから、該トランジスタの定格値を小さくし得、小型
化、低コスト化が可能となる。

【００４０】次に、二次電池電圧が上昇すれば前記減流
情報電圧が高電位となることから、上述した電流制限を
解除し、所要電流を発生するよう制御する。以上の説明
では急速充電について説明したが、その終了後にトリク
ル充電に切換えることも可能である。

【００４１】図５はトリクル充電を行う場合の回路例を
示したもので、第４図に示した回路のうちから定電流発
生回路５０３及び周辺回路の一部を抜き出したものであ
る。この変形した定電流回路５０３の特徴はトランジス
タＱ₁ のエミッタ・ベース間に抵抗Ｒ₅₁とダイオードＤ
₅₁からなる直列回路を挿入し、更に、ベースに付したダ
イオードＤ₂ のカソードとアース間に抵抗Ｒ₅₂を挿入し
た点である。

【００４２】この回路によれば、電圧検出制御回路１０
５から出力する電流制御信号が低電位（零）となって急
速充電が終了した場合であっても上記新たに付加した回
路によって微小充電電流が流れ、所謂トリクル充電が可
能となる。尚、ダイオードＤ₅₁は温度によってトランジ
スタＱ₁ のベースと電流変動を抑圧するための温度補償
を目的としたもので、トランジスタＱ₁ には抵抗Ｒ₅₁と
Ｒ₁ 両者の両端電圧が大略等しくなるようにエミッタ電
流が流れる。尚、この回路によれば、上述した定電圧入
力領域動作時にトランジスタＱ₂ をＯＦＦ状態にするこ
とによって上記トリクル充電電流に切換えの如き電流制
限を行うことも可能である。

【００４３】以上本発明の一実施例を示したが、本発明
の実施にあたってはこれらに限定する必要はなく、同様
に機能する回路であればいかなるものであってもよく、
更に温度補償手段やドリフト補償手段等を付加すること
は一向に差し支えない。又、電圧検出制御回路１０５や
その他の制御回路については一般に簡単なＣＰＵを用い
たものが一般的であるが、この具体例は説明が煩雑にな
るので省略する。

【００４４】

【発明の効果】本発明は以上説明したように充電電池電
圧に対応して電流制御回路或は充電回路の入力電圧をコ
ントロールし、必要以上の電圧差を生じないようにした
ので、充電効率を著しく改善し、発熱を少なくしたの
で、使用部品の小型低定格及びコスト低減を図る上で効
果が著しい。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明に係る充電回路の基本的構成を示
すブロック図である。

【図２】図２は本発明の充電方式の動作を説明するため
の電圧特性図である。

【図３】図３は充電容量と充電電圧との関係を示す電圧
図である。

【図４】図４は本発明に係る充電回路の一実施例を示す
回路図である。

【図５】図５は本発明の変形実施例を示す部分的回路図
である。

【図６】図６は従来の充電回路を示す図である。

【図７】図７は従来の充電回路の電流制御回路図であ
る。

【図８】図８は従来の充電回路の発熱量を説明するため
の充電器入力出力電圧図ある。

【符号の説明】

１・・・スイッチング型定電圧発生回路２・・・充電回路１１・・・整流平滑回路１２・・・電圧検出回路１３、１０３・・・定電流発生回路１４・・・電圧検出制御回路１５、１０４・・・二次電池１０２・・・定電流型充電回路１０５・・・電圧検出制御回路１０６・・・電位差検出回路１０７・・・定電圧回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧可変型定電圧発生手段と、定電流充
電手段とを具えた充電回路に於いて、前記定電圧発生手
段の出力電圧を被充電電池の充電終了時の電圧値より低
く設定すると共に、前記定電流充電手段の入力電圧と出
力電圧との差が所定値以下のとき前記定電圧発生手段の
出力電圧を被充電電池電圧に伴って上昇させるようにし
たことを特徴とする充電回路方式。
【請求項２】スイッチング型電圧可変定電圧発生手段
と、定電流充電手段とを具えた充電装置に於いて、前記
定電圧発生手段の出力電圧を被充電電池の充電終了電圧
値より低く設定すると共に、定電流充電手段の入出力電
圧差を検出する手段と、該入出力電圧差が所定値以下に
なると前記スイッチング型電圧可変定電圧発生手段を制
御し、その出力電圧を被充電電池電圧に伴って上昇させ
る手段とを具えたことを特徴とする充電装置。
【請求項３】前記定電流充電手段は電流制御用素子と
してトランジスタ又はＦＥＴ回路を、更に該充電手段の
入出力電圧差を検出する手段として電圧検出トランジス
タ又はＦＥＴを具え、該電流制御用素子のコレクタ又は
ドレインに電圧検出トランジスタ又はＦＥＴのエミッタ
又はソースを、又、電流制御用素子のエミッタ又はソー
スに電圧検出トランジスタ又はＦＥＴのコレクタ又はド
レインを接続したことを特徴とする請求項２記載の充電
装置。
【請求項４】スイッチング型電圧可変定電圧発生手段
と、定電流充電手段とを具えた充電装置に於いて、前記
定電圧発生手段の出力電圧を被充電電池の充電終了電圧
値より低く設定すると共に、定電流充電手段の入出力電
圧差が所定値以下になると電圧を発生する入出力電圧差
検出手段と、該入出力電圧差検出手段が発生する電圧を
入力とするカレントミラー回路と、スイッチング型電圧
可変定電圧発生手段の出力電圧制御用のシャントレギュ
レータ素子の基準電圧として前記カレントミラー回路の
出力電圧を供給する手段とを具えることによって、前記
充電手段の入出力電圧差が所定値以下になると、被充電
電池電圧に伴ってスイッチング型電圧可変定電圧発生手
段出力電圧を上昇させたことを特徴とする充電装置。
【請求項５】前記被充電電池電圧が所定値以下の場
合、該電圧が所定値に達するまでの充電電流を低減する
手段を具えたことを特徴とする請求項１及至４項記載の
充電回路方式又は充電装置。