JPH01270727A - 突入電流制限回路 - Google Patents
突入電流制限回路Info
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- JPH01270727A JPH01270727A JP9733288A JP9733288A JPH01270727A JP H01270727 A JPH01270727 A JP H01270727A JP 9733288 A JP9733288 A JP 9733288A JP 9733288 A JP9733288 A JP 9733288A JP H01270727 A JPH01270727 A JP H01270727A
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 15
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
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- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は平滑コンデンサを有する直流回路の突入電流
制限回路に関する。
制限回路に関する。
従来のこの種の突入電流制限回路としては第６図の回路
図に例示するものが知られている。
図に例示するものが知られている。
第６図において、１は電圧Ｅを有する直流電源、２は限
流抵抗、３は平滑コンデンサ、４は負荷である。また限
流抵抗２に対する短絡制御回路は平滑コンデンサ３の端
子電圧■を分圧検出する電圧検出器５と、電圧設定器６
と、電圧比較器７と、接点１０ａを有する電磁接触器１
０のコイル励磁用の駆動回路９とから成る。Ｓ Ｗ ａ
は直流スイッチである。なおＩは該スイッチ閉路時に直
流電源１から流入する直流電流であり、平滑コンデンサ
３の充電電流と負荷４への負荷電流とから成る。
流抵抗、３は平滑コンデンサ、４は負荷である。また限
流抵抗２に対する短絡制御回路は平滑コンデンサ３の端
子電圧■を分圧検出する電圧検出器５と、電圧設定器６
と、電圧比較器７と、接点１０ａを有する電磁接触器１
０のコイル励磁用の駆動回路９とから成る。Ｓ Ｗ ａ
は直流スイッチである。なおＩは該スイッチ閉路時に直
流電源１から流入する直流電流であり、平滑コンデンサ
３の充電電流と負荷４への負荷電流とから成る。
いま直流スイッチＳ Ｗ ａを閉路すれば前記コンデン
サ端子電圧■は限流抵抗２を含む回路時定数に従う前記
充電電流によって昇圧し、該電圧Ｖの電圧検出器５によ
る検出電圧が電圧設定器６により電磁接触器ｌＯの最低
動作電圧以上に設定された設定電圧よりも大となると、
電圧比較器７の出力信号を受けて動作する駆動回路９に
より電磁接触器ＩＯが励磁されその接点１０ａは閉路す
る。
サ端子電圧■は限流抵抗２を含む回路時定数に従う前記
充電電流によって昇圧し、該電圧Ｖの電圧検出器５によ
る検出電圧が電圧設定器６により電磁接触器ｌＯの最低
動作電圧以上に設定された設定電圧よりも大となると、
電圧比較器７の出力信号を受けて動作する駆動回路９に
より電磁接触器ＩＯが励磁されその接点１０ａは閉路す
る。
この結果限流抵抗２は短絡され該抵抗２による前記電流
■に対する限流動作は解消する。この限流動作解消時点
において、前記電源電圧Ｅと電圧設定器６により指定さ
れた前記端子電圧■との比Ｖ／Ｅが適当な値に保たれて
いる限り限流抵抗２の短絡に伴なう前記電流Ｉの急増は
無く、図示直流回路の電源電圧印加時の突入電流制限動
作は円滑に定常状態に移行する。
■に対する限流動作は解消する。この限流動作解消時点
において、前記電源電圧Ｅと電圧設定器６により指定さ
れた前記端子電圧■との比Ｖ／Ｅが適当な値に保たれて
いる限り限流抵抗２の短絡に伴なう前記電流Ｉの急増は
無く、図示直流回路の電源電圧印加時の突入電流制限動
作は円滑に定常状態に移行する。
しかしながら上記従来方式による突入電流制限回路にお
いて、限流抵抗短絡による回路突入電流の限流動作解消
から過大な過渡電流の発生を避けながら定常状態に円滑
に移行するためには、前記限流抵抗短絡時点における回
路電源電圧Ｅと平滑コンデンサの端子電圧■との比Ｖ／
Ｅが適当値に保たれている必要がある。
いて、限流抵抗短絡による回路突入電流の限流動作解消
から過大な過渡電流の発生を避けながら定常状態に円滑
に移行するためには、前記限流抵抗短絡時点における回
路電源電圧Ｅと平滑コンデンサの端子電圧■との比Ｖ／
Ｅが適当値に保たれている必要がある。
しかし前記抵抗短絡時点における前記電圧■の指定は電
圧設定器により行なわれ固定的であり、更にまた前記電
圧Ｅは一般に変動する。従って前記電圧比Ｖ／Ｅは一般
に変動値となり、特に前記電圧Ｅが定格値より増大した
場合には前記抵抗短絡時点での過大過渡電流の発生は避
けられない。
圧設定器により行なわれ固定的であり、更にまた前記電
圧Ｅは一般に変動する。従って前記電圧比Ｖ／Ｅは一般
に変動値となり、特に前記電圧Ｅが定格値より増大した
場合には前記抵抗短絡時点での過大過渡電流の発生は避
けられない。
この模様を第７図の突入電流動作波形図に例示する。第
７図において、図（イ）と（ロ）及び図（ハ）と（ニ）
とはそれぞれ対をなす。図（イ）において、前記電源電
圧をＥ、として時刻１において電源投入し、前記端子電
圧Ｖが■、となる時刻ｔ！ｌにおいて前記限流抵抗の短
絡を行なえば、前記回路電流１は図（ロ）に示す如くな
る。すなわち時刻ｔ１の電源投入時の突入電流はＩ、い
時刻ｔ□の限流抵抗短絡時の過渡電流はＩ□となる。
７図において、図（イ）と（ロ）及び図（ハ）と（ニ）
とはそれぞれ対をなす。図（イ）において、前記電源電
圧をＥ、として時刻１において電源投入し、前記端子電
圧Ｖが■、となる時刻ｔ！ｌにおいて前記限流抵抗の短
絡を行なえば、前記回路電流１は図（ロ）に示す如くな
る。すなわち時刻ｔ１の電源投入時の突入電流はＩ、い
時刻ｔ□の限流抵抗短絡時の過渡電流はＩ□となる。
なお前記電流Ｌｌは前記電源電圧Ｅ＋を限流抵抗値Ｒｅ
にて除した値Ｅ、／Ｒｃとして略決定される０図（ハ）
は図（イ）に対応しＥｘ ＞Ｅ＋ であり前記電源電圧
Ｅが増大した場合を示すが、前記抵抗短絡時点の電圧は
ｖｌとして同一である０図（ハ）に対応し前記電流Ｉは
図（ニ）の如くなり、Ｉｒｇ＞Ｉｒｏｎ Ｉｐｇ＞
Ｉｒｏｎ ｔｔｚ＜ ｔｘｔとなる・上記に鑑み本発
明は前記電源電圧Ｅの変動にかかわらず前記各電流Ｉ、
、ＩＰの何れもを所定値以内となす突入電流制限回路の
提供を目的とするものである。
にて除した値Ｅ、／Ｒｃとして略決定される０図（ハ）
は図（イ）に対応しＥｘ ＞Ｅ＋ であり前記電源電圧
Ｅが増大した場合を示すが、前記抵抗短絡時点の電圧は
ｖｌとして同一である０図（ハ）に対応し前記電流Ｉは
図（ニ）の如くなり、Ｉｒｇ＞Ｉｒｏｎ Ｉｐｇ＞
Ｉｒｏｎ ｔｔｚ＜ ｔｘｔとなる・上記に鑑み本発
明は前記電源電圧Ｅの変動にかかわらず前記各電流Ｉ、
、ＩＰの何れもを所定値以内となす突入電流制限回路の
提供を目的とするものである。
上記目的を達成するために、本発明の突入電流制限回路
においては、限流抵抗の短絡用素子として電圧制御信号
により主回路電流制御が可能な電力用ＭＯＳ形電界効果
トランジスタを設けるものである。
においては、限流抵抗の短絡用素子として電圧制御信号
により主回路電流制御が可能な電力用ＭＯＳ形電界効果
トランジスタを設けるものである。
すなわち平滑コンデンサを有する直流回路に直列に接続
されて電源電圧印加時の前記直流回路に対する突入電流
を制限する限流抵抗と該限流抵抗の短絡の時期と期間と
を制御する短絡制御回路とから成る突入電流制限回路に
おいて、前記限流抵抗に並列に接続され且つ前記平滑コ
ンデンサの端子電圧の大きさに関連して導通制御される
ＭＯＳＯ３形効果トランジスタと、該トランジスタの導
通時期を規定する前記平滑コンデンサの端子電圧を指定
する電圧設定器と、該コンデンサ端子電圧を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器による検出電圧が前記電圧設
定器による設定電圧より大となった状態を検出する電圧
比較器と、該電圧比較器の出力信号により前記ＭＯＳＯ
３形効果トランジスタに対し適当な一定値直流電圧のゲ
ート信号を与える定電圧回路とを前記短絡制御回路に設
けたことを特徴とするものである。
されて電源電圧印加時の前記直流回路に対する突入電流
を制限する限流抵抗と該限流抵抗の短絡の時期と期間と
を制御する短絡制御回路とから成る突入電流制限回路に
おいて、前記限流抵抗に並列に接続され且つ前記平滑コ
ンデンサの端子電圧の大きさに関連して導通制御される
ＭＯＳＯ３形効果トランジスタと、該トランジスタの導
通時期を規定する前記平滑コンデンサの端子電圧を指定
する電圧設定器と、該コンデンサ端子電圧を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器による検出電圧が前記電圧設
定器による設定電圧より大となった状態を検出する電圧
比較器と、該電圧比較器の出力信号により前記ＭＯＳＯ
３形効果トランジスタに対し適当な一定値直流電圧のゲ
ート信号を与える定電圧回路とを前記短絡制御回路に設
けたことを特徴とするものである。
前記突入電流制限回路の動作において、限流抵抗短絡時
の過渡電流の最大値Ｉ、は電源電圧Ｅと前記限流抵抗の
短絡時点に対応する平滑コンデンサ端子電圧の指定値Ｖ
、との差電圧を前記直流回路の固有抵抗値Ｒｐで除した
値（Ｅ−Ｖ、’）／Ｒ２となる。従ってもし前記電圧Ｅ
が上昇し前記電流■、が過大となれば前記直流回路の固
有抵抗に直列に適当な値の抵抗を加えて前記電流ＩＩ、
の抑制が必要となる。この意味で前記限流抵抗をその抵
抗値Ｒｅと短絡による抵抗値雰との２値のみにて変更調
整する従来方式の電流制限能力には限界があった。
の過渡電流の最大値Ｉ、は電源電圧Ｅと前記限流抵抗の
短絡時点に対応する平滑コンデンサ端子電圧の指定値Ｖ
、との差電圧を前記直流回路の固有抵抗値Ｒｐで除した
値（Ｅ−Ｖ、’）／Ｒ２となる。従ってもし前記電圧Ｅ
が上昇し前記電流■、が過大となれば前記直流回路の固
有抵抗に直列に適当な値の抵抗を加えて前記電流ＩＩ、
の抑制が必要となる。この意味で前記限流抵抗をその抵
抗値Ｒｅと短絡による抵抗値雰との２値のみにて変更調
整する従来方式の電流制限能力には限界があった。
本発明は前記限流抵抗に並列に電力用ＭＯＳ形電界効果
トランジスタを接続し、そのゲート電圧を適当値にて一
定制御してそのドレイン電流の定植制御を行ない、前記
トランジスタを等価的に即応性のある可調整抵抗として
作動させ、該トランジスタと前記限流抵抗との等価合成
抵抗値を０〜Ｒｅ間にて連続的に変更可能となすことに
より前記電流制限動作の定常状態への円滑な移行を図る
ものである。
トランジスタを接続し、そのゲート電圧を適当値にて一
定制御してそのドレイン電流の定植制御を行ない、前記
トランジスタを等価的に即応性のある可調整抵抗として
作動させ、該トランジスタと前記限流抵抗との等価合成
抵抗値を０〜Ｒｅ間にて連続的に変更可能となすことに
より前記電流制限動作の定常状態への円滑な移行を図る
ものである。
以下この発明の実施例を図面により説明する。
第１図と第４図とはそれぞれこの発明の実施例を示す突
入電流制限回路の回路図である。第２図はＭＯＳ形電界
効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）のゲート電圧■ｏ
ｓ （Ｖｇｓｉ ： ｌ ”’ １ ＋ Ｌ ・・
ｎ）をパラメータとするドレイン電流ｒ４対ドレイン電
圧ｖ４の特性図である。第３図と第５図とはそれぞれ第
１図と第４図とに対応する突入電流動作波形図である。
入電流制限回路の回路図である。第２図はＭＯＳ形電界
効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）のゲート電圧■ｏ
ｓ （Ｖｇｓｉ ： ｌ ”’ １ ＋ Ｌ ・・
ｎ）をパラメータとするドレイン電流ｒ４対ドレイン電
圧ｖ４の特性図である。第３図と第５図とはそれぞれ第
１図と第４図とに対応する突入電流動作波形図である。
なお第１図と第４図とにおいては第６図に示す従来技術
の実施例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一の
表示符号を附している。
の実施例の場合と同一機能の構成要素に対しては同一の
表示符号を附している。
第１図は第６図に示す回路図において駆動回路９と電磁
接触器１０とその接点１０ａとを定電圧回路８と前記Ｍ
ＯＳ −Ｆ ＥＴとにより置換したものであり、電圧検
出器５による平滑コンデンサ３の端子電圧Ｖの検出値が
電圧設定器６による設定値Ｖ、より大となったことを検
出する電圧比較器７の出力信号を受は定電圧回路８が前
記ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対し適当にその値が選択さ
れた一定値の直流電圧を与えるものである。
接触器１０とその接点１０ａとを定電圧回路８と前記Ｍ
ＯＳ −Ｆ ＥＴとにより置換したものであり、電圧検
出器５による平滑コンデンサ３の端子電圧Ｖの検出値が
電圧設定器６による設定値Ｖ、より大となったことを検
出する電圧比較器７の出力信号を受は定電圧回路８が前
記ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに対し適当にその値が選択さ
れた一定値の直流電圧を与えるものである。
この場合前記ＭＯＳ−ＦＦＴは、そのドレイン電圧ｖ４
に対応する前記電源電圧Ｅの増大にかかわらず、第２図
に示すそのＩｄ−Ｖ、特性に従い前記一定直流電圧のゲ
ート電圧ｖ９．の指定するドレイン電流１．を出力する
。なお該ゲート電圧■９．はドレイン電流■４の上限所
要値に対応して適当に電圧選択されて第２図に示す如＜
Ｖｇｓｉ（ｉ＝１．２．−ｎ）となる。また前記ＭＯＳ
−ＦＥＴのドレイン電圧ｖ４°とドレイン電流■４とに
より決まるその等価抵抗は限流抵抗２の抵抗値Ｒｅに比
し極めて小であり、従って直流電源１より流入する電流
Ｉは前記ゲート電圧Ｌｓｉにより決定されるドレイン電
流１ａにより略決定され第２図の如（上限所要電流■、
となる。
に対応する前記電源電圧Ｅの増大にかかわらず、第２図
に示すそのＩｄ−Ｖ、特性に従い前記一定直流電圧のゲ
ート電圧ｖ９．の指定するドレイン電流１．を出力する
。なお該ゲート電圧■９．はドレイン電流■４の上限所
要値に対応して適当に電圧選択されて第２図に示す如＜
Ｖｇｓｉ（ｉ＝１．２．−ｎ）となる。また前記ＭＯＳ
−ＦＥＴのドレイン電圧ｖ４°とドレイン電流■４とに
より決まるその等価抵抗は限流抵抗２の抵抗値Ｒｅに比
し極めて小であり、従って直流電源１より流入する電流
Ｉは前記ゲート電圧Ｌｓｉにより決定されるドレイン電
流１ａにより略決定され第２図の如（上限所要電流■、
となる。
上記の動作模様を前記コンデンサ端子電圧Ｖと前記回路
電流Ｉに関し第３図の（イ）と（ロ）とにそれぞれ示す
。図（イ）に示す如く前記電圧■は時刻１．における前
記電源電圧Ｅの投入と共に前記限流抵抗値Ｒｃを含む回
路時定数にて昇圧し、時刻ｔ２において前記設定電圧■
、に至り、以後前記電圧Ｅを最終値として前記抵抗値Ｒ
ｃを含まぬ回路時定数にて更に昇圧する。次に図（ロ）
において前記電流Ｉは時刻１．においてＩ、＃Ｅ／Ｒｃ
の突入電流となり以後減衰し、時刻ｔ２における前記Ｍ
ＯＳ −Ｆ ＥＴの動作と共にそのゲート電圧Ｖ ＊ｓ
ｉの指定するドレイン電流Ｉ、を略その最大値とする再
度の突入電流１ｐとなり該最大値を期間Ｔにわたり４１
続し、以後減衰して最終的に定常負荷電流■１に至る。
電流Ｉに関し第３図の（イ）と（ロ）とにそれぞれ示す
。図（イ）に示す如く前記電圧■は時刻１．における前
記電源電圧Ｅの投入と共に前記限流抵抗値Ｒｃを含む回
路時定数にて昇圧し、時刻ｔ２において前記設定電圧■
、に至り、以後前記電圧Ｅを最終値として前記抵抗値Ｒ
ｃを含まぬ回路時定数にて更に昇圧する。次に図（ロ）
において前記電流Ｉは時刻１．においてＩ、＃Ｅ／Ｒｃ
の突入電流となり以後減衰し、時刻ｔ２における前記Ｍ
ＯＳ −Ｆ ＥＴの動作と共にそのゲート電圧Ｖ ＊ｓ
ｉの指定するドレイン電流Ｉ、を略その最大値とする再
度の突入電流１ｐとなり該最大値を期間Ｔにわたり４１
続し、以後減衰して最終的に定常負荷電流■１に至る。
なお前記期間Ｔは電圧差Ｅ−Ｖ、の増大と共に長くなる
。
。
次に第４図の回路図に示す実施例について説明する。第
４図において、１．は交流電源、１１は整流回路、ＳＷ
、は交流スイッチ、ＲＩ−Ｒ３は抵抗、ＴＲはトランジ
スタ、ＺＤ、、ＺＤｔは定電圧ダイオードであり、他は
第１図の場合と同様である。
４図において、１．は交流電源、１１は整流回路、ＳＷ
、は交流スイッチ、ＲＩ−Ｒ３は抵抗、ＴＲはトランジ
スタ、ＺＤ、、ＺＤｔは定電圧ダイオードであり、他は
第１図の場合と同様である。
第４図の回路動作を第１図の場合と比較すれば、電圧検
出器５による平滑コンデンサ３の端子電圧Ｖの検出電圧
は抵抗Ｒ３とＲオとの直列接続の中間点電圧として得ら
れ、電圧設定器６による前記設定電圧■３の設定に対応
し、定電圧ダイオードＺＤＩのツェナ電圧Ｖ□、の変成
電圧（（ＲＩ＋Ｒｚ ）／Ｒ＋ ）Ｖ−ａ＋が前記ＭＯ
Ｓ −Ｆ ＥＴの動作設定電圧として与えられる。また
該設定電圧よりも前記検出電圧が大となればトランジス
タＴＲが導通し前記ＭＯＳ −Ｆ ＥＴのゲートには定
電圧回路８と同一作用をなす定電圧ダイオードＺＤｚの
ツェナ電圧Ｖ□２が印加されそのドレイン電流■４の抑
制を行なう。
出器５による平滑コンデンサ３の端子電圧Ｖの検出電圧
は抵抗Ｒ３とＲオとの直列接続の中間点電圧として得ら
れ、電圧設定器６による前記設定電圧■３の設定に対応
し、定電圧ダイオードＺＤＩのツェナ電圧Ｖ□、の変成
電圧（（ＲＩ＋Ｒｚ ）／Ｒ＋ ）Ｖ−ａ＋が前記ＭＯ
Ｓ −Ｆ ＥＴの動作設定電圧として与えられる。また
該設定電圧よりも前記検出電圧が大となればトランジス
タＴＲが導通し前記ＭＯＳ −Ｆ ＥＴのゲートには定
電圧回路８と同一作用をなす定電圧ダイオードＺＤｚの
ツェナ電圧Ｖ□２が印加されそのドレイン電流■４の抑
制を行なう。
上記動作模様を示す第５図の（イ）と（ハ）とはそれぞ
れ第３図のくイ）と（ロ）とに対応し、第５図（ロ）は
前記ゲート周定電圧Ｖ□アの印加模様を示す。なお第５
図（ハ）の電流ｌの変化は前記交流電源１．の整流によ
り流入する脈動電流のピーク値包絡線により示されてい
る。
れ第３図のくイ）と（ロ）とに対応し、第５図（ロ）は
前記ゲート周定電圧Ｖ□アの印加模様を示す。なお第５
図（ハ）の電流ｌの変化は前記交流電源１．の整流によ
り流入する脈動電流のピーク値包絡線により示されてい
る。
本発明によれば、平滑コンデンサを有する直流回路の電
源電圧投入時の突入電流制限回路の限流抵抗に並列にＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）を接続
し、そのゲート電圧を前記突入電流の上限規制値に対応
するドレイン電流を指定する一定値に制御することによ
り前記突入電流を全期間にわたり所要値以内に規制する
ことが可能になり、前記直流回路とその関連回路との電
流関係保護が極めて容易になる。
源電圧投入時の突入電流制限回路の限流抵抗に並列にＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）を接続
し、そのゲート電圧を前記突入電流の上限規制値に対応
するドレイン電流を指定する一定値に制御することによ
り前記突入電流を全期間にわたり所要値以内に規制する
ことが可能になり、前記直流回路とその関連回路との電
流関係保護が極めて容易になる。
第１図と第４図とはそれぞれこの発明の実施例を示す突
入電流制限回路の回路図、第２図はＭＯＳ形電界効果ト
ランジスタのドレイン電流対ドレイン電圧特性図、第３
図と第５図とはそれぞれ第１図と第４図とに対応する突
入電流動作波形図であり、第６図と第７図とは従来技術
の実施例を示すものでありそれぞれ第１図と第３図とに
対応する。 １・・・直流電源、１．・・・交流電源、２・・・限流
抵抗、３・・・平滑コンデンサ、４・・・負荷、５・・
・電圧検出器、６・・・電圧設定器、７・・・電圧比較
器、８・・・定電圧回路、９・・・駆動回路、１０・・
・電磁接触器、１０ａ・・・−同接点、１１・・・整流
回路、ＳＷ、・・・直流スイッチ、ＳＷ、・・・交流ス
イッチ、ＭＯＳ−ＦＥＴ・・・ＭＯＳ形電界効果トラン
ジスタ、Ｒ８−Ｒ１・・・抵抗、ＴＲ・・・トランジス
タ、ＺＤＩ、’ＺＤｔ・・・定電圧ダイオード。 第２図 ■ 第３図 第５図 第７図
入電流制限回路の回路図、第２図はＭＯＳ形電界効果ト
ランジスタのドレイン電流対ドレイン電圧特性図、第３
図と第５図とはそれぞれ第１図と第４図とに対応する突
入電流動作波形図であり、第６図と第７図とは従来技術
の実施例を示すものでありそれぞれ第１図と第３図とに
対応する。 １・・・直流電源、１．・・・交流電源、２・・・限流
抵抗、３・・・平滑コンデンサ、４・・・負荷、５・・
・電圧検出器、６・・・電圧設定器、７・・・電圧比較
器、８・・・定電圧回路、９・・・駆動回路、１０・・
・電磁接触器、１０ａ・・・−同接点、１１・・・整流
回路、ＳＷ、・・・直流スイッチ、ＳＷ、・・・交流ス
イッチ、ＭＯＳ−ＦＥＴ・・・ＭＯＳ形電界効果トラン
ジスタ、Ｒ８−Ｒ１・・・抵抗、ＴＲ・・・トランジス
タ、ＺＤＩ、’ＺＤｔ・・・定電圧ダイオード。 第２図 ■ 第３図 第５図 第７図
Claims (1)
- １）平滑コンデンサを有する直流回路に直列に接続され
て電源電圧印加時の前記直流回路に対する突入電流を制
限する限流抵抗と該限流抵抗の短絡の時期と期間とを制
御する短絡制御回路とから成る突入電流制限回路におい
て、前記限流抵抗に並列に接続され且つ前記平滑コンデ
ンサの端子電圧の大きさに関連して導通制御されるＭＯ
Ｓ形電界効果トランジスタと、該トランジスタの導通時
期を規定する前記平滑コンデンサの端子電圧を指定する
電圧設定器と、該コンデンサ端子電圧を検出する電圧検
出器と、該電圧検出器による検出電圧が前記電圧設定器
による設定電圧より大となった状態を検出する電圧比較
器と、該電圧比較器の出力信号により前記ＭＯＳ形電界
効果トランジスタに対し適当な一定値直流電圧のゲート
信号を与える定電圧回路とを前記短絡制御回路に設けた
ことを特徴とする突入電流制限回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097332A JP2646646B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | 突入電流制限回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097332A JP2646646B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | 突入電流制限回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01270727A true JPH01270727A (ja) | 1989-10-30 |
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Cited By (7)
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|---|---|---|---|---|
| JPH04101622A (ja) * | 1990-08-17 | 1992-04-03 | Nec Ibaraki Ltd | 活線挿抜回路 |
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| JP2008066119A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-03-21 | Ricoh Co Ltd | 電源制御装置、インターロック装置及び電気機器 |
| JP2015073366A (ja) * | 2013-10-02 | 2015-04-16 | 株式会社アイ・ライティング・システム | 突入電流防止回路及び電源装置 |
| CN110445402A (zh) * | 2019-07-29 | 2019-11-12 | 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 | 有源二极管电路和交直流电源转换电路 |
| WO2023000355A1 (zh) * | 2021-07-20 | 2023-01-26 | Tcl华星光电技术有限公司 | 限流电路 |
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-
1988
- 1988-04-20 JP JP63097332A patent/JP2646646B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| WO2023000355A1 (zh) * | 2021-07-20 | 2023-01-26 | Tcl华星光电技术有限公司 | 限流电路 |
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