JPH03269372A - 周波数特性測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［［要］ アナログ回路の周波数特性を測定する周波数特性測定装
置に関し、 安価な装置を提供することを目的とし、任意の周波数信
号を出力する正弦波発生器と、該正弦波発生器の出力の
ピーク値を検出する第１のピーク検出回路と、該第１の
ピーク検出回路の出力を対数演算する第１の対数演算器
と、前記正弦波発生器の出力を人力する測定対象回路と
、該測定対象回路の出力のピーク値を検出する第２のピ
ーク検出回路と、該第２のピーク検出回路の出力を対数
演算する第２の対数演算器と、第１及び第２の対数演算
器の・出力を受ける差動アンプと、該差動アンプの出力
を所定倍率だけ増幅する利得回路とにより構成される。

［産業上の利用分野コ 本発明はアナログ回路の周波数特性を測定する周波数特
性測定装置に関する。

計測制御分野のアナログ回路の利得の周波数特性を求め
る場合には、測定対象回路の人出力信号をＡ／Ｄ変換し
、それぞれのデータをディジタル・シグナル・プロセッ
サ（ＤＳＰ）で演算処理して、その相関をとるようにな
っている。この方法では、演算処理のためのマイクロプ
ログラミングが必要であり、そのプログラム開発に多大
な時間と労力を要している。従って、ＲＡＳ　（自己診
断）機能としてのみ使用したい場合、そのためにだけ前
記方法を採用するのは、開発コストの面からも適当では
ない。よって、より簡単で安価な周波数特性測定の方法
が求められている。

［従来の技術］ 第７図は従来装置の構成ブロック図である。

（ａ）に示す例は、対象となるアナログ回路１にＶｌな
る人力を与え、その出力をＡ／Ｄ変換器２てＡ／Ｄ変換
し、一方Ｖ、自身をＡ／Ｄ変換器４てＡ／Ｄ変換し、こ
れら両方のＡ／Ｄ変換器２゜４の出力を続く演算処理回
路３で演算処理し、周波数特性出力５を得るようにした
ものである。これに対し、（ｂ）に示す例は対象となる
アナログ回路１にＶｌなる人力を与え、その出力をＡ／
Ｄ変換器２でＡ／Ｄ変換し、演算処理回路６でそのまま
演算処理し、周波数特性出力５を得るようにしたもので
ある。

（ａ）に示す例は、人力Ｖｌを直接Ａ／Ｄ変換したデー
タと、人力ｖＩを対象となるアナログ回路１を通してＡ
／Ｄ変換器したデータとを比較演算し、アナログ回路１
の影響のみを抽出し、実際の遮断周波数がどのようにな
っているかを演算しているので、正確な周波数特性が得
られる。これに対し、（ｂ）に示す例は人力との相関を
とらずにそのまま演算処理をしているので、測定精度は
劣る。いずれの方法も演算機能が必要となる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来装置では、演算処理に複雑な演算処理プログラムが
必要となるので、演算プログラムの開発に多大な時間と
労力が必要となるため、ＲＡＳ機能の実現にはコストが
かかりすぎ、不適当であった。

本発明はこのような課題に鑑みてなされけちのであって
、安価なＲＡＳ機能を実現することができる周波数特性
測定装置を提供することを目的としている。

［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の原理ブロック図である。図において、
１０は任意の周波数信号を出力する正弦波発生器、１１
は該正弦波発生器１０の出力のピク値を検出する第１の
ピーク検出回路、１２は該第１のピーク検出回路１１の
出力を対数演算する第１の対数演算器、１３は前記正弦
波発生器１０の出力を入力する測定対象回路、１４は該
測定対象回路１３の出力のピーク値を検出する第２のピ
ーク検出回路、１５は該第２のピーク検出回路１４の出
力を対数演算する第２の対数演算器、１６は第１及び第
２の対数演算器１２．１５の出力を受ける差動アンプ、
１７は該差動アンプ１６の出力を所定倍率だけ増幅する
利得回路である。

［作用］ 正弦波発生器１０の出力ｖ１を、 ｖｌ＝Ｖ１ｓｉｎωｔとする。そして、測定対象回路１
３の出力をＶ。とすると、 ｖ（、８Ｖ（、ｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ＋θ）で表される。

この時の利得ｇ（ｄＢ）は次式で表される。

ｇ　（ｄＢ）＝２０ρＯｇＶｏ／Ｖ＋　　　（１）以下
、対数の底は全て１０であるものとする。

（１）式は、 ｇ　（ｄＢ）＝２０　（ρｏｇＶ（、（ｌ　ｏｇＶｌ　
）（２） と表されるので、対数演算器と、差動アンプと利得回路
とがあれば、ある周波数における測定対象回路１３の利
得を求めることができる。具体的には、第１のピーク検
出回路１１て人力信号のピーク値Ｖ１を求め、第２のピ
ーク検出回路１４で測定対象回路１３の出力のピーク値
Ｖ。を求める。

これらピーク検出回路↑１，１４の出力を対数演算器１
２．１５に人力すると、ｇｏｇＶ＋　とｇＯｇＶｏとが
得られるので、続く差動アンプ１６て、１１！ｏｇＶｏ
−ρｏｇｖ、を演算し、利得回路１７で２０倍にすると
、（２）式がそのまま回路で実現されたことなり、その
周波数における利得を求めることができる。

ここで、次々に正弦波発生器１０の出力周波数を変えて
測定対象回路１３の利得を求めれば、測定対象回路１３
の周波数特性を求めることができる。しかも、本発明に
よれば利得回路の出力までアナログ回路で実現している
ので、回路構成が楽になり、安価な回路を提供すること
ができる。

第２図は従来方法との比較を示す図である。従来装置が
正弦波発生器１０の出力を測定対象回路１３に通し、そ
の出力をＡ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ変換した後、ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ３により演算させ、その
結果を周波数特性５として出力しているのに対し、本発
明は測定対象回路１３の出力を本発明回路２０によりア
ナログ的に処理し、周波数特性５として出力している。

本発明はアナログ的に処理しているので、高速演算が可
能となる。

［実施例コ 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。

第１図と同一のものは、同一の符号を付して示す。

第１のピーク検出回路１１は、オペアンプＯＰ１．。

ＯＦ２　　ダイオードＤＩ、　Ｄ２．コンデンサＣ１゜
スイッチＳＷＩ及び抵抗Ｒ１とで構成されている。

この構成は、第２のピーク検出回路１４についても全く
同様である。第１の対数演算器１２はオペアンプＯＰ３
０Ｐ４．ダイオードＤ３．Ｄ４゜電流源Ａ１及び抵抗Ｒ
２〜Ｒ４で構成されている。

この構成は、第２の対数演算器１５についても全く同様
である。

差動アンプ１６は、オペアンプＯＰ９，０Ｐ１０．０Ｐ
ＩＩ及び抵抗Ｒ９〜Ｒ１２より構成されている。利得回
路１７は、オペアンプＯＰ　１．２及び抵抗Ｒ１３，Ｒ
１４で構成されている。このように構成された回路の動
作について説明すれば、以下のとおりである。

先ず、ピーク検出回路１１の動作について説明する。該
ピーク検出回路１１の入力をＶｌ、出力をｖｌ、として
ｖ１≧ＶＩＰの時、ダイオードＤ１がオフ、Ｄ２がオン
となる。この時、Ｖ、＝Ｖ、ｏ＝Ｖ＋ｐ（Ｖ＋ｃはコン
デンサＣ１の充電電圧）の関係でＣ１を充電する。ｖ、
Ｉ＜ｖｌＰ’　　の時は、ダイオードＤ１がオン、Ｄ２
がオフとなり、Ｖｌ６は保持される。結果として、ピー
ク検出回路１１の出力Ｖ１、は入力Ｖ１の最大値となる
。この間の事情は、第２のピーク検出回路１４について
も同様である。

次に、対数演算器１２の動作について説明する。

この対数演算器は、ダイオードＤ３の順方向電流と電圧
降下の対数関係を利用しているので、オペアンプＯＰ４
の＋側入力端子■。１は、ダイオードＤ３を流れる電流
を■１、電流源Ａ１によりダイオードＤ４を流れる電流
をＩ。とじて、Ｖｃ＋＝　　２．３Ｃ１３（ｋＴ／ｑ）
Ｘ２０ｇ（Ｉｔ／Ｉｃ）　　　　　　（３）となる。個
々で、電流１．は、人力抵抗Ｒ２の抵抗値としてＲ２を
そのまま用い、ピーク検出回路１１の出力をＶＩ＋’と
して、 Ｌ＋　＝Ｖ＋ｐ／Ｒ２（４） で表されるので、対数演算器１２の出力Ｖ、Ｐ、、は、
ｖｏｌをオペアンプＯＰ４のゲイン倍したものとなるの
で、（３）、　　（４）式より Ｖ１２２、−２．３０３　（ｋＴ／Ｑ）Ｘ（Ｒ３＋Ｒ４
）／Ｒ３Ｘ ＮＯｇ（Ｖ＋ｐ／Ｒ２・Ｉｃ）　　　（５）ここで、ｑ
は電子の電荷で ｑ＝１．６Ｘ１０−１９　（Ｃ） にはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。更に−２，
３０３（ｋＴ／ｑ）ｘ （Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３−−１となるように抵抗Ｒ３，Ｒ
４の値を決めると、（５）式は、Ｖ＋ｐｔ　−，１！　
ｏｇ　（Ｖ＋ｐ／Ｒ２・Ｉｃ）（６）となる。また、ピ
ーク検出回路１１．．１４及び対数演算器１２．１５の
抵抗とコンデンサの値が全て等しいものとすると、第２
の対数演算器１５の出力Ｖ。、Ｌは、Ｖ。、を第２のピ
ーク検出回路１４の出力として、 Ｖ　（、ｐＨ７一−ｇＯｆ（Ｖｏｐ／Ｒ２・Ｉｃ）（７
）次に、これら出力ＶＩＰＬ　＋　ｖＯＰＬは差動アン
プ１６に入る。ここで、差動アンプＲ９〜Ｒ１２の抵抗
値が全て同一であるものとすると、差動アンプ１６の出
力ｖ１は、 Ｖ　１　＝　Ｖ　＋ｐｔ　　ＶＯＰＬ −一ρＯｇ（Ｖ＋ｐ／Ｒ２・ｔｃ） １．１！　Ｏｇ　（Ｖｏｐ／Ｒ２・Ｉ　ｃ　）　）−ｆ
ｌ　ＱｇＶｏｐ　　ｆｌ　ＯｇＶｌｐ　　　　　（８）
となる。この信号が次の利得回路１７に人って２Ｏ倍さ
れるので、利得回路１７の出力ｖ２は、Ｖ２−２０ＸＶ
１ −２０　（ｕ　ＯｇＶｏｐ　　、Ｑ　ｏｇＶ＋ｐ）（９
）となり、（２）式と同し形をとっていることがわかる
。従って、図に示す利得回路１７の出力は、測定対象回
路１３のある周波数の利得を示していることになる。こ
の動作を全ての周波数について繰返せば、測定対象回路
の周波数特性が得られる。

但し、利得回路１７で２０倍すると、減衰域や増幅域が
非常に大きな値となり、出力Ｖ２が例えば何１０Ｖとい
うオーダとなり、オペアンプ０Ｐ１２は飽和してしまう
。そこで、必要な領域まで測定可能な増幅率に抑える必
要がある。例えば、−６０ｄＢまでの減衰量までを測定
できるようにする場合、利得回路１７の利得を２０倍の
ままとすると、−６０ｄＢの時の利得回路１７の出力は
６０Ｖとなる。しかしながら、このような値はオペアン
プＯＰ　１．２の出力として得ることはできない。そこ
で、例えば−１０■が一６０ｄＢを表わすような利得に
すると、オペアンプ０Ｐ１２の１ ２ 出力範囲で一６０ｄＢまでの減衰量を測定することがで
き、−３ｄＢ点も一〇、５Ｖの出力が得られた時の人力
周波数として得ることができる。

第４図は本発明の他の実施例を示す回路図である。第３
図において、差動アンプ１６の抵抗に関して、 Ｒ１１−Ｒ９＝Ｒ１０／２０＝Ｒ１２／２０とすれば、
該差動アンプ１６の出力自体が２０　ＣＩ！　ＯｇＶｏ
ｐ−ρｏｇＶ＋ｐ）となる。従って、利得回路１７は不
要となっている。

第５図は本発明の他の実施例を示す槽底ブロック図であ
る。第１図と同一のものは、同一の符号を付して示す。

図に示す実施例は、ピーク検出回路２１と対数演算器２
２を１組のみですませるようにしたものである。その代
わり、正弦波発生器１０と測定対象回路１３の出力のい
ずれか一方をセレクトするスイッチ５Ｗ１１と、正弦波
発生器１０と測定対象回路１３の出力のそれぞれをサン
プルホールドするためのスイッチ５ＷＩ２とサンプルホ
ールド回路２３．２４を設けている。１６は各サンプル
ホールド回路２３．２４の出力を受ける利得Ａの差動ア
ンプである。

このように構成された装置において、先ずスイッチＳＷ
Ｉの接点をａ接点側に設定して正弦波発生器１０の出力
の対数演算を行う。つまり、正弦波発生器１０の出力を
ピーク検出回路２１で受けてそのピーク値ｖ１を検出す
る。続く対数演算器２２でその対数、ｌＪｏｇＶｌをと
る。この対数出力はスイッチ５ＷＩ２のａ接点を経由し
てサンプルホールド回路２３にホールドしておく。

次に、スイッチ５Ｗ１１をｂ接点側に設定して測定対象
回路１３の出力の対数演算を行う。つまり、測定対象回
路１３の出力をピーク検出回路２１で受けてそのピーク
値Ｖ。を検出する。続く、対数演算器２２てその対数ρ
ｏｇＶ（、をとる。この対数出力はスイッチ５ＷＩ２の
ｂ接点を経由してサンプルホールド回路２４にホールド
しておく。

差動アンプ１６はこれら両方のサンプルホールド回路２
３．．２４の出力を受けて差分をとり、かつ増幅する。

この結果、差動アンプ１６の出力はＡ　（１１ｏｇＶｏ
　　１！　ｏｇＶｌ　）となり、Ａ＝２０とすれば（２
）式と同じになる。

更に、測定対象回路１３にＡ／Ｄ変換機能がある場合に
は、第６図に示すような構成にすれば自分自身の周波数
特性を測定することができる。図に示す装置は、正弦波
発生器１０の出力と、サンプルホールド回路３０の出力
をスイッチＳＷ１．３により切換える構成となっている
。スイッチ５Ｗ１３の出力は測定対象回路１３に入る。

該測定対象回路１３の出力はスイッチ５ＷＩ４により、
本発明回路２０とＡ／Ｄ変換器３１に入るようになって
いる。Ａ／Ｄ変換器３１の出力はメモリ３２に格納され
る。本発明回路２０の出力Ｖは前記サンプルホールド回
路３０にフィードバックされている。

このように構成された装置において、正弦波発生器１０
の出力Ｖ１がどのような周波数成分を含んでいようとも
、本発明回路２０の出力Ｖは直流であり、スイッチ５Ｗ
１３，５Ｗ１４を切換えて出力Ｖをサンプルホールド回
路３０にホールドしておき、Ａ／Ｄ変換器３１でＡ／Ｄ
変換すれば人力周波数がｆの時の利得をＡ／Ｄ変換器自
身の周波数特性に制約されずに得ることができる。

［発明の効果］ 以上、詳細に説明したように、本発明によれば正弦波発
振器の出力の対数変換と、測定対象回路の出力の対数変
換をとり、これら両対数変換出力の差を求めるように構
成することにより、安価な周波数特性測定装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は従来方法との比較を示す図、 第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は本発
明の他の実施例を示す回路図、第５図は本発明の他の実
施例を示す構成ブロック図、 第６図は本発明の他の実施例を示す構成ブロック図、 ５ ６ 第７図は従来装置の構成ブロック図である。 第１図において、 １０は正弦波発生器、 １１．１４はピーク検出回路、 １２．１５は対数演算器、 １３は測定対象回路、 １６は差動アンプ、 １７は利得回路である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）任意の周波数信号を出力する正弦波発生器（１０
   ）と、 該正弦波発生器（１０）の出力のピーク値 を検出する第１のピーク検出回路（１１）と、該第１の
   ピーク検出回路（１１）の出力を 対数演算する第１の対数演算器（１２）と、前記正弦波
   発生器（１０）の出力を入力す る測定対象回路（１３）と、 該測定対象回路（１３）の出力のピーク値 を検出する第２のピーク検出回路（１４）と、該第２の
   ピーク検出回路（１４）の出力を 対数演算する第２の対数演算器（１５）と、第１及び第
   ２の対数演算器（１２）、（１ ５）の出力を受ける差動アンプ（１６）と、該差動アン
   プ（１６）の出力を所定倍率だ け増幅する利得回路（１７）とにより構成され、該利得
   回路（１７）の出力をその出力とする周波数特性測定装
   置。
2. （２）前記差動アンプ（１６）に所定倍率の利得を持た
   せることにより利得回路（１７）を省略したことを特徴
   とする請求項１記載の周波数特性測定装置。