JPH0326035B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はスイツチングレギユレータ等の可変電
源回路に係り、特に、直流モータ等の負荷を駆動
するのに好適な可変電源回路に関する。

〔従来の技術〕

従来の昇降圧型スイツチングレギユレータ（可
変電源回路）の回路構成とその主要部の電圧波形
とを第１図に示す。第１図において、１は供給電
源、２はトランス（巻数比１：ｎ）、３はスイツ
チング用トランジスタ、４は出力電圧平滑（整
流）用のダイオード、５は出力電圧平滑用のコン
デンサ、６は直流モータなどの負荷、７は負荷端
電圧検出器、８は基準電圧源、９は誤差増幅器、
１０は可変デユーテイレシオ形パルス発生器（こ
こではPWM波発生回路と称する。）、１１はスイ
ツチングレギユレータの出力端子、１２はスイツ
チングレギユレータの帰還入力端子、１３は負荷
端電圧検出器７の出力信号を平滑するための抵
抗、１４は同じくコンデンサ、１５はスイツチン
グ用トラジスタ３のコレクタにかかる電圧波形、
１６はダイオード４のアノードに発生する電圧波
形である。

第１図において、可変電源回路の動作は以下の
とおりである。

トランジスタ３がオンすると、トランス２の１
次側に供給電源１の出力電圧（Vin）が印加され
る。この時、トランス２の２次側に誘起される電
圧は、ダイオード４の逆方向であるので、２次側
の巻線には電流が流れず、トランス２に蓄積され
るエネルギの放出はない。負荷６には、コンデン
サ５から電流が供給される。次に、トランジスタ
３がオフすると、オンしている期間に流れている
電流を流し続けようとする起電力が発生する。こ
の起電力で、トランス２の２次巻線からダイオー
ド４を通して負荷６に電流が供給される。このよ
うにして、トランジスタ３のオン期間Tonに、ト
ランス２に蓄積されたエネルギが放出することに
なる。

この時の出力端子１１に発生する出力電圧
Voutは、次式で表わすことができる。

Vout＝ｎ×Ton／Toff×Vin ＝ｎ×Ton／Ｔ−Ton×Vin ……(1) ここで、 Ton：スイツチング素子（トランジスタ３）のオ
ン期間 Toff：スイツチング素子のオフ期間 Ｔ：パルスの繰り返し周期 したがつて、期間Tonを制御することにより、
出力電圧Voutを変化させることができる。期間
Tonの制御は、負荷端電圧検出器７の出力信号と
基準電圧源８の出力信号とを誤差増幅器９に入力
し、誤差増幅器９の出力信号を、トランジスタ３
のオン／オフ期間を制御するPWM波発生回路１
０に供給することにより行なわれる。負荷端電圧
検出器７の出力信号が低くなると、出力電圧
Voutを高くするように負帰還がかかつている。

ところで、直流モータなどの負荷６は、起動時
には高い電圧が印加されて短時間のうちに起動
し、その出力軸（直流モータの回転軸）が定常の
回転数に達した後には、出力軸の回転を維持する
のに必要なだけの電圧が印加されることがモータ
（負荷６）の駆動回路の損失低減に好ましい。そ
こで、これを達成するために負荷端電圧検出器７
によつて直流モータの逆起電圧出力電圧Voutと
は異なるものである。のレベルを検出し、この検
出したレベルに基づいて上記の負荷６の制御が行
なわれている。

なお、負荷端電圧検出器７は、図示を省略する
が、例えばモータを三相直流モータとした場合、
そのモータコイルの駆動端（三相モータであれば
３カ所）のそれぞれにダイオードのアノードを接
続したオア回路と、レベル変換回路（逆起電圧が
零の時に、レベル変換回路の出力信号は基準電圧
源８の出力信号のレベルとほぼ同一になるように
設定される。）などで構成される。また、負荷端
電圧検出器７の出力信号は、出力端子１１に発生
する出力電圧Voutよりも低い値に設定される。

負荷６の起動時には上記した逆起電圧のレベル
が零となつているので、負荷端電圧検出器７の出
力信号のレベルは最低となつている。なお、この
出力信号の最低レベルは基準電圧源８の出力信号
のレベルとほぼ同一に設定されている。この負荷
端電圧検出器７の出力信号が誤差増幅器９に入力
されると、誤差増幅器９は出力信号を最低レベル
にしてPWM波発生回路１０に供給する。ここ
で、PWM波発生回路１０が、所定の三角波を発
生する三角波発生器（図示せず。）と、この三角
波発生器の出力信号と誤差増幅器９の出力信号と
を比較する比較器（図示せず。）とで構成されて
いるものとする。そして、三角波発生器の出力信
号のレベルが誤差増幅器９の出力信号のレベルよ
りも高い（大きい）時に、比較器の出力信号が高
(H)レベルになるものとする。そうすると、誤差増
幅器９の出力信号が最低レベルの時には、PWM
波発生回路１０は高レベルの期間の長いパルス
（PWM波）を出力する。このパルスがトランジ
スタ３に供給されると、トランジスタ３のオン期
間Tonが長くなる。そして、トランジスタ３のオ
フ期間Toffが短くなるので、出力端子１１から
出力される出力電圧Voutは高くなる。つまり、
負荷６の起動時に出力端子１１に高い出力電圧が
発生する。

その後、直流モータ（負荷６）の出力軸が起動
されて、回転を始めると、直流モータの入力端子
（図示せず。）に逆起電圧が発生する。したがつ
て、この逆起電圧を検出する負荷端電圧検出器７
の出力信号は同様に除々に大きくなる。（なお、
出力電圧Voutは瞬時に高くなつている）。そし
て、この負荷端電圧検出器７の出力信号と基準電
圧源８の出力信号（基準電圧Vref）との差が大
きくなるので、誤差増幅器９の出力信号も徐々に
大きくなる。それに伴つて、PWM波発生回路１
０が出力するパルス（PWM波）の高レベルの期
間は短くなり、トランジスタ３のオン期間Tonが
短くなる。このため、出力端子１１に発生する出
力電圧Voutは低下していく。そして、出力電圧
Voutは所定値で安定し、直流モータの出力軸は
所定の回転数で安定に回転する。

また、直流モータ等の負荷６が変動して軽くな
つた場合（例えば、直流モータの出力軸に機械的
に接続された駆動対象物が変化して、出力軸の回
転に必要なトルクが突然小さくなつた場合）に
は、出力軸の回転数は増加する。この結果、直流
モータ等の負荷６の入力部（端子）に生じる逆起
電圧は大きくなる。このため、負荷端電圧検出器
７の出力信号のレベルが上昇し、PWM波発生回
路１０が出力するパルスの高レベルの期間が短く
なる。したがつて、トランジスタ３のオン期間
Tonが短くなつて、出力電圧Voutは低下する。
出力端子１１に生じる出力電圧Voutが低下する
と、出力軸の回転数が下がつて直流モータ（負荷
６）の入力部（端子）に生じる逆起電圧が小さく
なる。やがて、直流モータ等の負荷６に入力され
る入力電圧、すなわち出力端子１１に生じる出力
電圧Voutは所定値で安定する。

ここで、注意すべき点は、誤差増幅器９の出力
部から、PWM波発生回路１０、トランジスタ
３、トランス２、ダイオード４とコンデンサ５を
含む第１の平滑回路、出力端子１１に接続された
負荷６、負荷端電圧検出器７、抵抗１３とコンデ
ンサ１４を含む第２の平滑回路（この平滑回路の
時定数は、リツプルを吸収するための値に設定さ
れる。）を介して誤差増幅器９のプラス（正相）
入力部に到る信号の流れが負帰還ループ（低周波
数の領域で形成される。）を形成していることで
ある。なお、負帰還ループを形成するにあたつ
て、誤差増幅器９のプラス入力部が用いられてい
るが、これは帰還ループ内の位相まわりがほぼ
180度となつているためである。したがつて、誤
差増幅器９のプラス入力部とマイナス（逆相）入
力部との間にはイマジナルシヨートが達成されて
おり、誤差増幅器９の出力部はプラス入力部の入
力電圧（帰還信号）がマイナス入力部の入力電圧
と同一となるように出力信号を発生させている。
なお、誤差増幅器９のプラス入力部に供給される
信号は、直流モータ等の負荷６が有する時定数
（例えば、直流モータでは慣性モーメントがある
ために出力電圧Voutに対して瞬時に追従できな
い。）と、抵抗１３およびコンデンサ１４からな
る第２の平滑回路とによる第１の時定数で変化す
る。

しかしながら、第１図に記載される従来例にお
いては、以下に述べるような問題点がある。すな
わち、電源投入時には逆起電圧は零であるため
に、負荷端電圧検出器７の出力信号は出力電圧
Voutを最大値Vout（max）まで上げる信号とな
る。直流モータを負荷６とする場合、起動電圧を
得るために帰還される信号は零まで下がる。電圧
波形１５，１６より、トランジスタ３のコレクタ
電圧も上昇する。したがつて、負荷６に過大な電
圧がかかつたり、トランジスタ３に耐圧の大きな
素子を使う必要があるという問題点がある。

そこで、この問題点を解決するために出力電圧
制御手段を設けた、従来の昇降圧型スイツチング
レギユレータの例を第２図に示す。なお、この第
２図に示す従来の可変電源回路は発明者らが以前
に開発したものである。

第２図において、１７は出力電圧（Vout）検
出用の抵抗（抵抗値R₁）、１８は同じく出力電圧
検出用の抵抗（抵抗値R₂）、１９は第２の基準電
圧（Vref）源、２０は第２の誤差増幅器、２１
は選択回路である。出力電圧Voutが所定値以上
になる時には、抵抗１７，１８、誤差増幅器２０
による負帰還ルートを選択回路２１で選ぶことに
より出力電圧Voutを制限する。

Vout（max）＝（１＋R₁／R₂）×Vref ……(2) この最大値Vout（max）より低い時には、負荷
端電圧検出器７の出力信号を平滑する（例えば、
モータ負荷で、モータコイルの逆起電圧を帰還す
る時には、そのリツプルを平滑する）抵抗１３、
コンデンサ１４のルートを選択することにより、
可変電源回路としている。

しかしながら、この第２の従来例においては、
素子数が増加して回路構成が複雑になるという問
題点がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を
解決し、比較的小規模な回路構成で、出力電圧の
最大値の制限を行なうことのできる可変電源回路
を提供することにある。

〔発明の概要〕

前記目的を達成するために、本発明では、可変
（電源）動作を行なつている負帰還ループの中の
誤差増幅器９の一方の入力部と、可変電源回路
（スイツチングレギユレータ）の出力端子との間
に、出力電圧を所定値に固定する出力電圧制限手
段を電気的に接続する。そして、この構成によ
り、出力電圧が所定値に達した時には出力制限手
段の出力信号に基づいて、出力電圧の最大値の制
限が行なわれる。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説
明する。

第３図は本発明の可変電源回路の第一の実施例
を示すブロツク図である。第３図において、第１
図、第２図と同一箇所及び同等部分は、同一符号
で示してある。２２は出力電圧制限回路である。
また、可変電源回路の動作の概略は第１図で説明
した通りである。

さて、直流モータなどの負荷６は、起動時には
高い電圧が印加されて短時間のうちに起動し、そ
の出力軸（直流モータの回転軸）が定常の回転数
に達した後には、出力軸の回転を維持するのに必
要なだけの電圧が印加されることがモータ（負荷
６）の駆動回路の損失低減に好ましい。したがつ
て、このような出力電圧を出力する可変電源回路
が負荷６に接続される。この可変電源回路の動作
は、負荷端電圧検出器７によつて直流モータなど
の負荷６の逆起電圧のレベルを検出し、この検出
したレベルに基づいて負荷６にかかる電圧の制御
を行なうものである。

負荷６の起動時には上記した逆起電圧のレベル
が零となつているので、負荷端電圧検出器７の出
力信号のレベルは最低となつている。この負荷端
電圧検出器７の出力信号が誤差増幅器９に入力さ
れると、誤差増幅器９は出力信号を最低レベルに
してPWM波発生回路１０に供給する。PWM波
発生回路１０が、前述と同様に、所定の三角波を
発生する三角波発生器（図示せず。）と、この三
角波発生器の出力信号と誤差増幅器９の出力信号
とを比較する比較器（図示せず。）とで構成され
ているものとする。そして、三角波発生器の出力
信号のレベルが誤差増幅器９の出力信号のレベル
よりも高い（大きい）時に、比較器の出力信号が
高(H)レベルになるものとする。そうすると、先程
の誤差増幅器９の出力信号が最低レベルの時に
は、PWM波発生回路１０は高レベルの期間の長
いパルス（PWM波）を出力する。このパルスが
トランジスタ３に供給されると、トランジスタ３
のオン期間Tonが長くなる。そして、トランジス
タ３のオフ期間Toffが短くなるので、前述の(1)
式に基づいて出力端子１１から出力される出力電
圧Voutは高くなる。すなわち起動電圧が発生す
る。

その後、直流モータ（負荷６）の出力軸が起動
されて、回転を始めると、直流モータの入力端子
（図示せず。）に逆起電圧が発生する。したがつ
て、この逆起電圧を検出する負荷端電圧検出器７
の出力信号は同様に徐々に大きくなる。そして、
この負荷端電圧検出器７の出力信号と基準電圧源
８の出力信号（基準電圧Vref）との差が大きく
なるので、誤差増幅器９の出力信号も徐々に大き
くなる。それに伴つて、PWM波発生回路１０が
出力するパルス（PWM波）の高レベルの期間は
短くなり、トランジスタ３のオン期間Tonが短く
なる。このため、出力端子１１に発生する出力電
圧Voutは低下していく。そして、出力電圧Vout
は所定値で安定し、直流モータの出力軸は所定の
回転数で安定に回転する。

また、直流モータ等の負荷６が変動して軽くな
つた場合（例えば、直流モータの出力軸に機械的
に接続された駆動対象物が変化して、出力軸の回
転に必要なトルクが突然小さくなつた場合）に
は、出力軸の回転数は増加する。この結果、直流
モータ等の負荷６の入力部（端子）に生じる逆起
電圧は大きくなる。このため、負荷端電圧検出器
７の出力信号のレベルが上昇し、誤差増幅器９の
出力信号のレベルも上昇して、PWM波発生回路
１０が出力するパルスの高レベルの期間が短くな
る。したがつて、トランジスタ３のオン期間Ton
が短くなつて、出力電圧Voutは低下する。出力
端子１１に生じる出力電圧Voutが低下すると、
出力軸の回転数が下がつて直流モータ（負荷６）
の入力部（端子）に生じる逆起電圧が小さくな
る。やがて、直流モータ等の負荷６に入力される
入力電圧、すなわち出力端子１１に生じる出力電
圧Voutは所定値で安定する。

ここで、第３図の誤差増幅器９のプラス入力部
には負荷端電圧検出器７の出力信号が供給されて
おり、前述のように負帰還ループが構成されてい
る。すなわち、誤差増幅器９の出力部から、
PWM波発生回路１０、トランジスタ３、トラン
ス２、ダイオード４とコンデンサ５を含む第１の
平滑回路、出力端子１１に接続された負荷６、負
荷端電圧検出器７、抵抗１３とコンデンサ１４を
含む第２の平滑回路を介して誤差増幅器９のプラ
ス（正相）入力部に到る信号の流れが負帰還ルー
プ（低周波数の領域で形成される。）を形成して
いる。なお、負帰還ループを形成するにあたつ
て、誤差増幅器９のプラス入力部が用いられてい
るが、これは前述したように帰還ループ内の位相
まわりがほぼ180度となつているためである。し
たがつて、誤差増幅器９のプラス入力部とマイナ
ス（逆相）入力部との間にはイマジナルシヨート
が達成されており、誤差増幅器９の出力部はプラ
ス入力部の入力電圧（帰還信号）がマイナス入力
部の入力電圧と同一となるように出力信号を発生
させている。

ここで、出力端子１１と誤差増幅器９のプラス
入力部との間に接続された出力電圧制限回路２２
は、出力電圧Voutの最大値が所定値Vout（max）
を瞬時に越える時には、負荷端電圧検出器７から
出力される信号（例えば、モータ負荷の時の、モ
ータコイルの逆起電圧信号）の代わりに、出力電
圧Voutを下げる方向すなわち、帰還入力電圧を
上げる帰還信号（電圧制限信号）を供給するもの
である。この帰還信号によつて、出力電圧Vout
の最大値Vout（max）を制限できる。出力電圧
Voutが所定の最大値Vout（max）より小さい時
には、出力電圧制限回路２２の出力信号は負荷端
電圧検出器７の出力信号に影響しない。

次に、第４図は第３図に記載した実施例の具体
例を示す回路図である。

第４図において、第１図〜第３図と同一箇所お
よび同等部分は、同一符号で示してある。２３は
ツエナーダイオード、２４は抵抗である。

出力電圧制限回路２２は、ツエナーダイオード
２３で簡単に構成できる。出力電圧Voutの最大
値Vout（max）は次式で与えられる。

Vout（max）≒Vref＋Vz ……(3) ここで、 Vref：基準電圧源８の電圧値 Vz：ツエナーダイオード２３のツエナー電圧 つまり、本実施例では、ツエナー電圧Vzは定
常時の出力電圧Voutと基準電圧Vrefとの差より
も大きな値に設定される。出力電圧Voutが上式
のVout（max）より小さい場合は、ツエナーダイ
オード２３が導通しないので、出力電圧Voutは
負荷端電圧検出器７の出力信号（平滑した信号）
でのみ決まり、可変電源動作となる。出力電圧
Voutが(3)式で与えられるVout（max）に達する
と、ツエナーダイオード２３が導通してツエナー
電流が流れ、誤差増幅器９に入力される帰還信号
が上昇する。ここで、ツエナーダイオード２３は
出力電圧Vout（max）を低い電圧にレベルシフト
している。そして、ツエナーダイオード２３によ
つて誤差増幅器９のプラス入力部に供給される帰
還信号が有する時定数は、ツエナーダイオード２
３がない（導通していない）時の、前述した第１
の時定数よりも小さい値となつている。帰還信号
が上がると、出力電圧Voutを下げる方向にトラ
ンジスタ３のオン／オフ期間が制御される。な
お、この時には負荷端電圧検出器７の出力信号
は、誤差増幅器９に供給されない。このように、
出力端子１１に生じる出力電圧Voutが所定値
Vout（max）に達した時に、ツエナーダイオード
２３は導通し、出力電圧Voutは制限されて所定
値Vout（max）に固定される。出力電圧Voutが
所定値Vout（max）以下の時には、ツエナーダイ
オードはオフ状態となるため、可変電源回路は上
述の如き動作を行なうものである。つまり、ツエ
ナーダイオード２３による帰還ループは過渡状態
における出力電圧の制限を行なつているわけであ
る。

なお、抵抗２４は、ツエナーダイオード２３が
導通した時、容量１４を通して過大電流が流れる
のを防ぐためのものである。また、出力電圧
Voutの最大値Vout（max）のばらつきはVrefと
Vzのばらつきだけで決まるため、その値を所定
値Vout（max）にばらつきが少なく設定できると
いう効果がある。

次に、第５図は本発明の可変電源回路の第２の
実施例を示す回路図である。第５図において、第
１図〜第４図と同一箇所および同等部分は同一符
号で示してある。２３′はツエナーダイオード、
２５は抵抗である。

第４図と同様に、出力電圧制限回路２２はツエ
ナーダイオード２３′と抵抗２５で簡単に構成で
きる。ツエナーダイオード２３′だけで所望の所
定値が得られない場合、抵抗２５で補正するもの
である。出力電圧Voutの最大値Vout（max）は
次式で与えられる。

Vout（max）≒Vref＋V_R＋Vz′ ……(4) ここで、 V_R：抵抗２５での電圧降下 Vz：ツエナーダイオード２３′のツエナー電圧 可変電源回路としての動作は、第４図と同様で
あり、同等の効果を得ることができる。なお、こ
こで抵抗２５（抵抗値R₂₅）が大きくなると、出
力電圧Voutの変化に即応できなくなるので、抵
抗１３（抵抗値R₁₃）との関係はR₂₅≪R₁₃にされ
る必要がある。この抵抗２５を付加することによ
り、出力電圧Voutの最大値Vout（max）付近で
発生するリツプル（例えばリンギング）を平滑で
きるとうい効果がある。

なお、上記実施例では、可変電源回路として昇
降圧型スイツチングレギユレータについて説明し
たが、降圧型スイツチングレギユレータであつて
もよいことは明らかである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来設けていた２つの負帰還
ルートを１つにし、出力端子と誤差増幅器の帰還
入力端子との間に、出力電圧制限回路（例えば、
ツエナーダイオードで構成される）を設けるの
で、比較的に小規模な回路構成で、出力電圧の最
大値の制限を行なうことのできる可変電源回路を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイツチングレギユレータの動
作原理図、第２図は従来の出力電圧制限回路を設
けたスイツチングレギユレータの回路図、第３図
は本発明の可変電源回路の第１の実施例を示すブ
ロツク図、第４図は第３図に記載した実施例の具
体例を示す回路図、第５図は本発明の可変電源回
路の第２の実施例を示す回路図である。 ７……負荷端電圧検出器、８……基準電圧源、
９……誤差増幅器、１０……PWM波発生回路、
１３，２４，２５……抵抗、５，１４……コンデ
ンサ、２２……出力電圧制限回路、２３，２３′
……ツエナーダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電力を供給する供給電源と、 該供給電源から出力される電力の供給を断続す
   るスイツチング手段と、 該スイツチング手段の出力を平滑して直流モー
   タに供給する、コイルを内包する第１の平滑手段
   と、 第２の平滑手段を内包し、上記直流モータが発
   生する逆起電圧を検出して検出信号を上記第２の
   平滑手段を介して出力する負荷端電圧検出手段
   と、 基準信号を発生して出力する基準電圧源と、 第１の入力部と第２の入力部とを有し、上記第
   １の入力部に上記基準信号を供給されるととも
   に、上記第２の入力部に上記検出信号を供給され
   て、これらの２つの入力信号の差に応じた誤差信
   号を出力する誤差増幅器と、 該誤差増幅器の誤差信号に応じて、上記スイツ
   チング手段を制御する可変デユーテイレシオ形パ
   ルス発生器とを備え、上記検出信号が第１の時定
   数を有する可変電源回路において、 上記第１の平滑手段の出力部と上記誤差増幅器
   の第２の入力部との間に電気的に接続され、予め
   設定された所定値に上記第１の平滑手段の出力電
   圧が達した時に、該出力電圧を所定値に固定する
   ための電圧制限信号を上記第２の入力部に供給す
   る出力電圧制限手段を備え、 上記電圧制限信号は、上記第１の時定数よりも
   小さな第２の時定数を有することを特徴とする可
   変電源回路。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の可変電源回路
   において、 上記出力電圧制限手段は、少なくともツエナー
   ダイオードからなることを特徴とする可変電源回
   路。