JPH03256587A - 電力変換器の電流制御回路 - Google Patents
電力変換器の電流制御回路Info
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- JPH03256587A JPH03256587A JP2258587A JP25858790A JPH03256587A JP H03256587 A JPH03256587 A JP H03256587A JP 2258587 A JP2258587 A JP 2258587A JP 25858790 A JP25858790 A JP 25858790A JP H03256587 A JPH03256587 A JP H03256587A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電圧形インバータ等の電力変換器の電流制御
回路に関する。
回路に関する。
（従来の技術）
第５図は、従来の電圧形インバータの電流制御回路の構
成を示している。この制御回路は、いわゆるベクトル制
御により電圧形インバータの出力電流制御を行なうため
のものであり、点弧パルス発生器４０４及び電圧形イン
バータ４０５に電流調節器４０１、ベクトル回転器４０
２．４０８．２相−ｍ相変換器４０３及びｍ相−２相変
換器４０７を組み合わせた構成となっている。
成を示している。この制御回路は、いわゆるベクトル制
御により電圧形インバータの出力電流制御を行なうため
のものであり、点弧パルス発生器４０４及び電圧形イン
バータ４０５に電流調節器４０１、ベクトル回転器４０
２．４０８．２相−ｍ相変換器４０３及びｍ相−２相変
換器４０７を組み合わせた構成となっている。
そして、回転座標軸から見た電流実際値の２構成分ｉｄ
、ｉｑが電流指令値ｉｄ’、 ｉｑ’とそれぞれ一致
するように、電流調節器４０１が２構成分の電圧指令値
■ｄ１ 、 Ｖｑ＊をベクトル回転器４０２．２相ｍ相
変換器４０３及び点弧パルス発生器４０４を通してイン
バータ４０５に与えている。なお、第５図において、４
０６は負荷、ψは回転座標軸の回転角を示している。
、ｉｑが電流指令値ｉｄ’、 ｉｑ’とそれぞれ一致
するように、電流調節器４０１が２構成分の電圧指令値
■ｄ１ 、 Ｖｑ＊をベクトル回転器４０２．２相ｍ相
変換器４０３及び点弧パルス発生器４０４を通してイン
バータ４０５に与えている。なお、第５図において、４
０６は負荷、ψは回転座標軸の回転角を示している。
（発明が解決しようとする課題）
上述した従来の電流制御回路では、インバータ４０５及
び負荷４０６の各相（相数ｍ＝３．４． ・）が対称
であることをｉ１１提として、電流調節器４０１により
２構成分の電圧指令値を調節しており、インバータ４０
５のスイッチング素子のデッドタイム或いは電流断続等
による電圧歪み等の外乱に起因して対称性が失われた場
合には、電流の制御誤差を生じる。
び負荷４０６の各相（相数ｍ＝３．４． ・）が対称
であることをｉ１１提として、電流調節器４０１により
２構成分の電圧指令値を調節しており、インバータ４０
５のスイッチング素子のデッドタイム或いは電流断続等
による電圧歪み等の外乱に起因して対称性が失われた場
合には、電流の制御誤差を生じる。
すなわち、回転座標軸上で見た電流調節器４０１の伝達
特性をＦ（ｓ）−（Ｆｄ（ｓ）、Ｆｑ（ｓ））’、１ｉ
流調節器４０１出力から電流実際値１１〜ｉｍまでの伝
達特性をＹ（ｓ）とし、電圧形インバータ４０５が電圧
歪みＶ ｅ （ｓ ）を発生するとすれば、電流２軸成
分１（ｓ）−（ｉｄ（ｓ）、１ｑ（ｓ））ｔは、１（ｓ
）＝（ｌ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）
ｉ’（ｓ）＋（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）ｌ”−’Ｙ（ｓ
）Ｖｅ（ｓ）ここで、上式右辺におけるＶｅ（ｓ）を外
乱成分ｅ（ｓ）と置き換えると、（１）式を得る。
特性をＦ（ｓ）−（Ｆｄ（ｓ）、Ｆｑ（ｓ））’、１ｉ
流調節器４０１出力から電流実際値１１〜ｉｍまでの伝
達特性をＹ（ｓ）とし、電圧形インバータ４０５が電圧
歪みＶ ｅ （ｓ ）を発生するとすれば、電流２軸成
分１（ｓ）−（ｉｄ（ｓ）、１ｑ（ｓ））ｔは、１（ｓ
）＝（ｌ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）
ｉ’（ｓ）＋（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）ｌ”−’Ｙ（ｓ
）Ｖｅ（ｓ）ここで、上式右辺におけるＶｅ（ｓ）を外
乱成分ｅ（ｓ）と置き換えると、（１）式を得る。
（ｓ）−）−１（ｓ） ｉ”（ｓ）＋（ｌ＋Ｙ（ｓ）Ｆ
（ｓ））−’Ｙ（ｓ）ｅ（ｓ）（１） 但し、ｉ’（ｓ）−（ｉｄ’（ｓ）、ｉｑ’（ｓ））’
、２構成分の電流指令値 Ｈ（ｓ）・電流指令値に対する電流制御系の伝達特性 となる。
（ｓ））−’Ｙ（ｓ）ｅ（ｓ）（１） 但し、ｉ’（ｓ）−（ｉｄ’（ｓ）、ｉｑ’（ｓ））’
、２構成分の電流指令値 Ｈ（ｓ）・電流指令値に対する電流制御系の伝達特性 となる。
ここで、各相電圧の歪みによる電流制御誤差は、上記（
１）式の右辺第２項で表されるが、電圧歪み等の外乱成
分に対する応答は電流調節器４０１の設定によって一意
的に決まってしまい、その設定誤差や過渡的に発生する
電圧歪みに対しては電流制御誤差を抑制できないという
問題があった。
１）式の右辺第２項で表されるが、電圧歪み等の外乱成
分に対する応答は電流調節器４０１の設定によって一意
的に決まってしまい、その設定誤差や過渡的に発生する
電圧歪みに対しては電流制御誤差を抑制できないという
問題があった。
本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、
その目的とするところは、外乱成分や電流調節器の設定
誤差等による電流制御誤差を抑制し、安定した応答特性
が得られるようにした電力変換器の電流制御回路を提供
することにある。
その目的とするところは、外乱成分や電流調節器の設定
誤差等による電流制御誤差を抑制し、安定した応答特性
が得られるようにした電力変換器の電流制御回路を提供
することにある。
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するため、第１の発明は、１１力変換器
の各相電流実際値からベクトル回転によりｄ、ｑ軸電流
実際値を生成し、これらのｄ、ｑ軸電流実際値がｄ、ｑ
軸電流指令値にそれぞれ一致するように前記電力変換器
の各相電圧指令値を生成して前記電力変換器の出力電流
を制御する電流制御回路において、前記ｄ、ｑ軸電流指
令値から前記電力変換器の各相電流を推定するためのロ
ーパスフィルタ等からなる電流理論値計算モデルと、こ
のモデルの出力側に接続されたベクトル回転器と、この
ベクトル回転器の出力側に設けられた２相−ｍ相変換器
（ｍは電力変換器の出力側相数）と、前記２相−ｍ相変
換器から出力される各相電流推定値と各相電流実際値と
の偏差を増幅または増幅及び進み補償して前記各相電圧
指令値を補正する増幅器とを備えたものである。
の各相電流実際値からベクトル回転によりｄ、ｑ軸電流
実際値を生成し、これらのｄ、ｑ軸電流実際値がｄ、ｑ
軸電流指令値にそれぞれ一致するように前記電力変換器
の各相電圧指令値を生成して前記電力変換器の出力電流
を制御する電流制御回路において、前記ｄ、ｑ軸電流指
令値から前記電力変換器の各相電流を推定するためのロ
ーパスフィルタ等からなる電流理論値計算モデルと、こ
のモデルの出力側に接続されたベクトル回転器と、この
ベクトル回転器の出力側に設けられた２相−ｍ相変換器
（ｍは電力変換器の出力側相数）と、前記２相−ｍ相変
換器から出力される各相電流推定値と各相電流実際値と
の偏差を増幅または増幅及び進み補償して前記各相電圧
指令値を補正する増幅器とを備えたものである。
また、第２の発明は、上記第１の発明に、電力変換器の
各相電流実際値の絶対値が小の時に増幅器による補償量
を増加させるゲインパターン発生器を付加したものであ
る。
各相電流実際値の絶対値が小の時に増幅器による補償量
を増加させるゲインパターン発生器を付加したものであ
る。
更に、第３の発明は、前記ｃｌ、ｑ軸電流実際値の応答
の設計値に等しい伝達特性を持ち、前記ｄ。
の設計値に等しい伝達特性を持ち、前記ｄ。
ｑ軸電流指令値からｄ、ｑ軸電流理論値を生成する電流
理論値計算モデルと、前記ｄ、ｑ軸電流理論値とｄ、ｑ
Ｍｔ流実際値との偏差を増幅または増幅及び位相補償し
て前記各相電圧指令値を補正する制御偏差補償器とを備
えたものである。
理論値計算モデルと、前記ｄ、ｑ軸電流理論値とｄ、ｑ
Ｍｔ流実際値との偏差を増幅または増幅及び位相補償し
て前記各相電圧指令値を補正する制御偏差補償器とを備
えたものである。
（作用）
第１の発明においては、電流指令値に対する電流制御系
の伝達特性に等しい伝達特性を持つ電流理論値計算モデ
ル、ベクトル回転器及び２相−ｍ相変換器を用いて各相
電流実際値を推定し、各相電流推定値と実際値との偏差
を増幅または増幅及び進み補償する増幅器により増幅し
た結果を各相電圧指令値に加算することによって各相電
圧指令値を補正し、これを点弧パルス発生器に与えて電
力変換器の出力電流を制御する。
の伝達特性に等しい伝達特性を持つ電流理論値計算モデ
ル、ベクトル回転器及び２相−ｍ相変換器を用いて各相
電流実際値を推定し、各相電流推定値と実際値との偏差
を増幅または増幅及び進み補償する増幅器により増幅し
た結果を各相電圧指令値に加算することによって各相電
圧指令値を補正し、これを点弧パルス発生器に与えて電
力変換器の出力電流を制御する。
回転座標軸上から見た増幅器の伝達特性をＧ（Ｓ）とす
ると、増幅器により補償された電流制御系の電流応答は
次式で表すことができる。
ると、増幅器により補償された電流制御系の電流応答は
次式で表すことができる。
（ｓ）＝ ［Ｉ＋Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋Ｇ （ｓ）
））Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋）（（ｓ）Ｇ、（ｓ）ｌ ｉ
’（ｓ）＋Ｙ（ｓ） Ｅｌ ＋（Ｆ（ｓ）十Ｇ、（
ｓ）））Ｙ（ｓ）ｅ（ｓ） ・
・・・ （２）上記（２）式により、増幅器のゲインを
十分高くとることによって電力変換器の電圧歪みによる
電流制御誤差を抑制することができる。
））Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋）（（ｓ）Ｇ、（ｓ）ｌ ｉ
’（ｓ）＋Ｙ（ｓ） Ｅｌ ＋（Ｆ（ｓ）十Ｇ、（
ｓ）））Ｙ（ｓ）ｅ（ｓ） ・
・・・ （２）上記（２）式により、増幅器のゲインを
十分高くとることによって電力変換器の電圧歪みによる
電流制御誤差を抑制することができる。
また、第２の発明において、制御回路にゲインパターン
発生器を追加し、このゲインパターン発生器の出力であ
るゲインを増幅器出力に乗算した結果１ｍ圧指令値に加
算する場合には、増幅器から乗算結果までの伝達特性を
上記Ｇ （ｓ）と置き換えれば同様の作用を得ることが
できる。
発生器を追加し、このゲインパターン発生器の出力であ
るゲインを増幅器出力に乗算した結果１ｍ圧指令値に加
算する場合には、増幅器から乗算結果までの伝達特性を
上記Ｇ （ｓ）と置き換えれば同様の作用を得ることが
できる。
更に、第３の発明においては、ｄ、ｑ＠１１流指令値に
対する実際値の応答に等しい伝達特性の電流理論値計算
モデルを用いて上記指令値からｄ。
対する実際値の応答に等しい伝達特性の電流理論値計算
モデルを用いて上記指令値からｄ。
ｑ＊１ｌｌｌｉ流理論値を計算し、この理論値と実際値
との偏差を制御偏差補償器に通して電流調節器の出力に
加算する。
との偏差を制御偏差補償器に通して電流調節器の出力に
加算する。
伝達特性がＨ（ｓ）である電流理論値計算モデルに１−
８）を入力すると出力の電流理論値はＨ（ｓ）ｉ”（ｓ
）になり、増幅または増幅及び位相補償を行なう制御偏
差補償器（伝達特性はＧ、（Ｓ））の出力Ｇ、（ｓ）（
Ｈ（ｓ）ｉ”（ｓ）−ｉ （ｓ））が電流調節器の出力
に加算されるので、電流指令値及び外乱に対する応答は
次式のようになる。
８）を入力すると出力の電流理論値はＨ（ｓ）ｉ”（ｓ
）になり、増幅または増幅及び位相補償を行なう制御偏
差補償器（伝達特性はＧ、（Ｓ））の出力Ｇ、（ｓ）（
Ｈ（ｓ）ｉ”（ｓ）−ｉ （ｓ））が電流調節器の出力
に加算されるので、電流指令値及び外乱に対する応答は
次式のようになる。
ｉ （ｓ）＝［ｌ ＋Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋Ｇ、（ｓ）
））−’ Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）十Ｇ、（ｓ）Ｈ（ｓ）ｌ
ｉ’（ｓ）＋（１＋Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋Ｇ、（ｓ）
月−’ Ｙ （ｓ） ｅ （ｓ）・・・・・ （３） Ｈ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）＝（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’
Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）とすると、 （ｓ）＝Ｈ（ｓ） ｉ’（ｓ）＋（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）（Ｆ
（ｓ）十Ｇ、（ｓ））］−Ｙ （ｓ） ｅ （ｓ）
・・・・・・（４）となる。上式右辺
第２項で表されるｅ （ｓ）に対する応答は、同第１項
の電流指令値に対する応答に対し独立して設定できるの
で、誤差が早く減衰する極配置になるように制御偏差補
償器の伝達特性Ｇ 、 （ｓ）を設定することにより、
外乱成分ｅ （ｓ）の影響を抑制することができる。
））−’ Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）十Ｇ、（ｓ）Ｈ（ｓ）ｌ
ｉ’（ｓ）＋（１＋Ｙ（ｓ）（Ｆ（ｓ）＋Ｇ、（ｓ）
月−’ Ｙ （ｓ） ｅ （ｓ）・・・・・ （３） Ｈ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）＝（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’
Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）とすると、 （ｓ）＝Ｈ（ｓ） ｉ’（ｓ）＋（Ｉ ＋Ｙ（ｓ）（Ｆ
（ｓ）十Ｇ、（ｓ））］−Ｙ （ｓ） ｅ （ｓ）
・・・・・・（４）となる。上式右辺
第２項で表されるｅ （ｓ）に対する応答は、同第１項
の電流指令値に対する応答に対し独立して設定できるの
で、誤差が早く減衰する極配置になるように制御偏差補
償器の伝達特性Ｇ 、 （ｓ）を設定することにより、
外乱成分ｅ （ｓ）の影響を抑制することができる。
（実施例）
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
第１図は第１の発明の一実施例を示すもので、この電流
制御回路は、第５図と同様に電流調節器４０１、ベクト
ル回転器４０２．４０８．２相−ｍ相変換器４０３、ｍ
相−２相変換器４０７及び点弧パルス発生器４０４を備
えている。更にこの実施例では、２軸（ｄ軸、ｑ軸）成
分の電流指令値ｉｄ’、ｉｑ”がそれぞれ入力される、
電流理論値計算モデル１１０′を構成するローパスフィ
ルタ１０１，１０２と、これらの出力が加えられるベク
トル回転器１０３と、その座標変換出力ｉα、１βが加
えられる２相−ｍ相変換器１０４と、この変換器１０４
からの各相電流推定値１．。
制御回路は、第５図と同様に電流調節器４０１、ベクト
ル回転器４０２．４０８．２相−ｍ相変換器４０３、ｍ
相−２相変換器４０７及び点弧パルス発生器４０４を備
えている。更にこの実施例では、２軸（ｄ軸、ｑ軸）成
分の電流指令値ｉｄ’、ｉｑ”がそれぞれ入力される、
電流理論値計算モデル１１０′を構成するローパスフィ
ルタ１０１，１０２と、これらの出力が加えられるベク
トル回転器１０３と、その座標変換出力ｉα、１βが加
えられる２相−ｍ相変換器１０４と、この変換器１０４
からの各相電流推定値１．。
いる。
前記電流調節器４０＋は、２構成分の電流指令値ｉｄ’
、ｉｑ’に対して電流実際値ｉ、 、 ｉ、、 −ｉ
ｍをｍ相−２相変換器４０７．ベクトル回転器４０８を
介してｄ−ｑ変換したｄ軸電流ｉｄ、ＱＩ［ｌ＋電流１
ｑが等しくなるように２構成分の電圧指令値ｖｄ’、
ｖｑ”を出力する。これらの電圧指令値ｖ ｄ’ 、
ｖ ｑ’はベクトル回転器４０２によって回転座標軸の
回転角ψに対応した静止座標軸上の電圧指令値２軸成分
に変換される。
、ｉｑ’に対して電流実際値ｉ、 、 ｉ、、 −ｉ
ｍをｍ相−２相変換器４０７．ベクトル回転器４０８を
介してｄ−ｑ変換したｄ軸電流ｉｄ、ＱＩ［ｌ＋電流１
ｑが等しくなるように２構成分の電圧指令値ｖｄ’、
ｖｑ”を出力する。これらの電圧指令値ｖ ｄ’ 、
ｖ ｑ’はベクトル回転器４０２によって回転座標軸の
回転角ψに対応した静止座標軸上の電圧指令値２軸成分
に変換される。
一方、電流理論値計算モデル１１０′を構成するローパ
スフィルタｉｏｌ、 ＋０２、ベクトル回転器４０２゜
４０８、１０３．２相−ｍ相変換器４０３．１０４は電
流制御系のモデルを構成している。前記ローバスフイ差
をそれぞれ算出する減算器１０５． 、１０５． 、・
・・、１０５ｍと、これらの減算器の出力が加えられる
増幅器１０６、、１０６．、・・・、 １０６１１１と
、これらの増幅器の出力と２相−ｍ相変換器４０３の出
力とを各相ごとに加算する加算器１０７．、 ＋０７．
、−、１０７ｍとが設けられて（ｓ））ｔを、 Ｈ（ｓ）＝Ｈ（ｓ） ＝（ｌ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）（
５） となるように設定し、ローパスフィルタ１０１．１０２
の出力をベクトル回転器１０３により座標変換して２相
−ｍ相変換器＋０４に与えた結果が各相電流の推定値１
４１ｉ１！・・・、ｉｍになるようにする。これによ番
ハ電圧歪みＶｅが無い時の相電流推定値’ＩＴするため
、各相の増幅器１０６、〜１０６ｍの出力はゼロとなり
、実質的に第５図と同様な電流制御が行なわれる。
スフィルタｉｏｌ、 ＋０２、ベクトル回転器４０２゜
４０８、１０３．２相−ｍ相変換器４０３．１０４は電
流制御系のモデルを構成している。前記ローバスフイ差
をそれぞれ算出する減算器１０５． 、１０５． 、・
・・、１０５ｍと、これらの減算器の出力が加えられる
増幅器１０６、、１０６．、・・・、 １０６１１１と
、これらの増幅器の出力と２相−ｍ相変換器４０３の出
力とを各相ごとに加算する加算器１０７．、 ＋０７．
、−、１０７ｍとが設けられて（ｓ））ｔを、 Ｈ（ｓ）＝Ｈ（ｓ） ＝（ｌ ＋Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ））−’Ｙ（ｓ）Ｆ（ｓ）（
５） となるように設定し、ローパスフィルタ１０１．１０２
の出力をベクトル回転器１０３により座標変換して２相
−ｍ相変換器＋０４に与えた結果が各相電流の推定値１
４１ｉ１！・・・、ｉｍになるようにする。これによ番
ハ電圧歪みＶｅが無い時の相電流推定値’ＩＴするため
、各相の増幅器１０６、〜１０６ｍの出力はゼロとなり
、実質的に第５図と同様な電流制御が行なわれる。
また、電圧歪みＶｅが発生する時は、相電流推定値と実
際値との間に誤差を生じ、この誤差が増幅器１０６〜１
０６ｍにより増幅される。ここで、増幅器１０６〜１０
６ｍは比例ゲインあるいは比例ゲインと進み補償とを組
み合わせた構成となっている。増幅器１０６〜１０６Ｉ
１１の出力は２相−ｍ相変換器４０３の出力と加算器１
０７．・・・１０７ｍにおいて加算され、各相の電圧指
令値Ｖ ＋ ’ ｔ Ｖ Ｂ ” Ｈ・・・、ｖｍ”と
して点弧パルス発生器４０４に与えられる。このとき回
転座標軸上から見た増幅器１０６．〜１０６ｍの伝達特
性をＧ（ｓ）とすると、電流応答は前述の（２）式によ
り表わされる。
際値との間に誤差を生じ、この誤差が増幅器１０６〜１
０６ｍにより増幅される。ここで、増幅器１０６〜１０
６ｍは比例ゲインあるいは比例ゲインと進み補償とを組
み合わせた構成となっている。増幅器１０６〜１０６Ｉ
１１の出力は２相−ｍ相変換器４０３の出力と加算器１
０７．・・・１０７ｍにおいて加算され、各相の電圧指
令値Ｖ ＋ ’ ｔ Ｖ Ｂ ” Ｈ・・・、ｖｍ”と
して点弧パルス発生器４０４に与えられる。このとき回
転座標軸上から見た増幅器１０６．〜１０６ｍの伝達特
性をＧ（ｓ）とすると、電流応答は前述の（２）式によ
り表わされる。
次に、第２図は第２の発明の一実施例であレバ前記第１
図の実施例に、各相電流実際値１．Ｊｍを入力するゲイ
ンパターン発生器＋０８．、 ＋０８、。
図の実施例に、各相電流実際値１．Ｊｍを入力するゲイ
ンパターン発生器＋０８．、 ＋０８、。
１０８ｍを付加し、これらの出力を増幅器１０６〜１０
６ｍにおいて乗算するように構成したものである。ゲイ
ンパターン発生器の出力に、、 Ｋ、、 ・、Ｋｍは
、第３図（ｎ番目のゲインパターン発生器］ ０８ｎの
出力Ｋｎを示す）のように電圧歪みが出やすい各相電流
実際値の絶対値が小の時に大きく、電圧歪みがＩＪｓさ
い各相電流実際値の絶対値が犬の時に小さくなるような
パターンに設定されている。このようなゲインパターン
発生器の出力は、増幅器１０６〜１０６ｍ ｉこおいて
本来の出力と乗算された後、２相ｍ相変換器４０３の出
力と加算器Ｉ０７．〜］０７ｍにおいて加算され、その
加算結果が点弧パルス発生器４０４に対する電圧指令値
Ｖ’〜Ｖ♂となる。
６ｍにおいて乗算するように構成したものである。ゲイ
ンパターン発生器の出力に、、 Ｋ、、 ・、Ｋｍは
、第３図（ｎ番目のゲインパターン発生器］ ０８ｎの
出力Ｋｎを示す）のように電圧歪みが出やすい各相電流
実際値の絶対値が小の時に大きく、電圧歪みがＩＪｓさ
い各相電流実際値の絶対値が犬の時に小さくなるような
パターンに設定されている。このようなゲインパターン
発生器の出力は、増幅器１０６〜１０６ｍ ｉこおいて
本来の出力と乗算された後、２相ｍ相変換器４０３の出
力と加算器Ｉ０７．〜］０７ｍにおいて加算され、その
加算結果が点弧パルス発生器４０４に対する電圧指令値
Ｖ’〜Ｖ♂となる。
この実施例によれば、ゲインパターン発生器＋０８、〜
１０８ｍの出力により、各相電流実際値の絶対値に応じ
た最適な補償量を増幅器１０６．〜１０６ｍから得るこ
とができ、各相電流実際値の大小に関わらず電圧歪みに
よる電流制御誤差を抑制することができる。
１０８ｍの出力により、各相電流実際値の絶対値に応じ
た最適な補償量を増幅器１０６．〜１０６ｍから得るこ
とができ、各相電流実際値の大小に関わらず電圧歪みに
よる電流制御誤差を抑制することができる。
次に、第４図は第３の発明の一実施例を示している。こ
の実施例において、第１図及び第２図と同一の構成要素
には同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部
分を中心に説明する。なお、この第４図において、４０
３′は２和−３相変換器、４０５′は第１図、第２図及
び第５図における点弧パルス発生器４０４及び電圧形イ
ンバータ４０５を一体化したものに相当する電力変換器
、４０７′は３相−２相変換器を示している。
の実施例において、第１図及び第２図と同一の構成要素
には同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部
分を中心に説明する。なお、この第４図において、４０
３′は２和−３相変換器、４０５′は第１図、第２図及
び第５図における点弧パルス発生器４０４及び電圧形イ
ンバータ４０５を一体化したものに相当する電力変換器
、４０７′は３相−２相変換器を示している。
また、この実施例においては、直交２軸成分の電流指令
値ｉｄ’、ｊｑ’に基づき電流理論値を計算する電流理
論値計算モデル１１０が設けられており、このモデル１
１０は２構成分の電流指令値ｉ’（ｓ）−（ｉ ｄ’（
ｓ ）、 ｉ ｑ’（ｓ ））ｔに対する２構成分の
電流実際値ｉ （ｓ）＝（ｉｄ（ｓ）、１ｑ（ｓ））ｔ
の応答の設計値に等しい伝達特性）＋（ｓ）＝１−１（
ｓ）を持つように設定され、モデル１１０の出力から２
構成分の電流理論値が得られるようになっている。
値ｉｄ’、ｊｑ’に基づき電流理論値を計算する電流理
論値計算モデル１１０が設けられており、このモデル１
１０は２構成分の電流指令値ｉ’（ｓ）−（ｉ ｄ’（
ｓ ）、 ｉ ｑ’（ｓ ））ｔに対する２構成分の
電流実際値ｉ （ｓ）＝（ｉｄ（ｓ）、１ｑ（ｓ））ｔ
の応答の設計値に等しい伝達特性）＋（ｓ）＝１−１（
ｓ）を持つように設定され、モデル１１０の出力から２
構成分の電流理論値が得られるようになっている。
この電流理論値は、ベクトル回転器４０８からのｄ軸電
流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑと共に減算器１１４，１１５に加
えられており、これらの減算器１１４．１１５からは電
流の制御偏差成分が出力される。この制御偏差成分はこ
れを増幅または増幅及び位相補償する制御偏差補償器１
１１に入力されており、この補償器Ｉｌｌは伝達特性Ｇ
、（ｓ）を有している。この補償器ＩＩＩの出力を加算
器１１２，１１３において電流調節器４０１の出力に加
算すると、２構成分電流指令値及び外乱に対する応答は
上記（３）、 （４）式のようになり、電流指令値に対
する応答とは独立して誤差に対する特性を設定すること
ができる。
流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑと共に減算器１１４，１１５に加
えられており、これらの減算器１１４．１１５からは電
流の制御偏差成分が出力される。この制御偏差成分はこ
れを増幅または増幅及び位相補償する制御偏差補償器１
１１に入力されており、この補償器Ｉｌｌは伝達特性Ｇ
、（ｓ）を有している。この補償器ＩＩＩの出力を加算
器１１２，１１３において電流調節器４０１の出力に加
算すると、２構成分電流指令値及び外乱に対する応答は
上記（３）、 （４）式のようになり、電流指令値に対
する応答とは独立して誤差に対する特性を設定すること
ができる。
（発明の効果）
以上のように第１ないし第３の発明によれば、電圧形イ
ンバータ等の電力変換器の各相ごとに出力電流の制御誤
差を検出して各相電圧指令値を補正するようにしたため
、電圧歪み等の外乱成分による電流波形歪みの発生を抑
制して理想的な応答に近づけることができ、電流調節器
のパラメータ設定誤差及び負荷の変動或いはパラメータ
推定誤４゜ 差の影響を抑制して設計値どおりの応答特性を持つ電流
制御回路を実現することができる。
ンバータ等の電力変換器の各相ごとに出力電流の制御誤
差を検出して各相電圧指令値を補正するようにしたため
、電圧歪み等の外乱成分による電流波形歪みの発生を抑
制して理想的な応答に近づけることができ、電流調節器
のパラメータ設定誤差及び負荷の変動或いはパラメータ
推定誤４゜ 差の影響を抑制して設計値どおりの応答特性を持つ電流
制御回路を実現することができる。
第１図は第１の発明の一実施例を示すブロック図、第２
図は第２の発明の一実施例を示すブロック図、第３図は
ゲインパターン発生器の特性図、第４図は第３の発明の
一実施例を示すブロック図、第５図は従来の技術を示す
ブロック図である。 ４０４・・・点弧パルス発生器 ４０５・・電圧形インバータ ４０６・・負荷 ４０７ ４０７′・・・３相−２相変換器 ４０５′・・・電力変換器 ｍ相−２相変換器
図は第２の発明の一実施例を示すブロック図、第３図は
ゲインパターン発生器の特性図、第４図は第３の発明の
一実施例を示すブロック図、第５図は従来の技術を示す
ブロック図である。 ４０４・・・点弧パルス発生器 ４０５・・電圧形インバータ ４０６・・負荷 ４０７ ４０７′・・・３相−２相変換器 ４０５′・・・電力変換器 ｍ相−２相変換器
Claims (3)
- （１）電力変換器の各相電流実際値からベクトル回転に
よりｄ、ｑ軸電流実際値を生成し、これらのｄ、ｑ軸電
流実際値がｄ、ｑ軸電流指令値にそれぞれ一致するよう
に前記電力変換器の各相電圧指令値を生成して前記電力
変換器の出力電流を制御する電流制御回路において、 前記ｄ、ｑ軸電流指令値から前記電力変換器の各相電流
を推定するための電流理論値計算モデルと、 この電流理論値計算モデルの出力側に接続されたベクト
ル回転器と、 このベクトル回転器の出力側に設けられた２相−ｍ相変
換器（ｍは電力変換器の出力側相数）と、前記２相−ｍ
相変換器から出力される各相電流推定値と各相電流実際
値との偏差を増幅または増幅及び進み補償して前記各相
電圧指令値を補正する増幅器と、 を備えたことを特徴とする電力変換器の電流制御回路。 - （２）電力変換器の各相電流実際値からベクトル回転に
よりｄ、ｑ軸電流実際値を生成し、これらのｄ、ｑ軸電
流実際値がｄ、ｑ軸電流指令値にそれぞれ一致するよう
に前記電力変換器の各相電圧指令値を生成して前記電力
変換器の出力電流を制御する電流制御回路において、 前記ｄ、ｑ軸電流指令値から前記電力変換器の各相電流
を推定するための電流理論値計算モデルと、 この電流理論値計算モデルの出力側に接続されたベクト
ル回転器と、 このベクトル回転器の出力側に設けられた２相−ｍ相変
換器（ｍは電力変換器の出力側相数）と、前記２相−ｍ
相変換器から出力される各相電流推定値と各相電流実際
値との偏差を増幅または増幅及び進み補償して前記各相
電圧指令値を補正する増幅器と、 前記電力変換器の各相電流実際値の絶対値が小なる時に
前記増幅器による補償量を増加させるゲインパターン発
生器と、 を備えたことを特徴とする電力変換器の電流制御回路。 - （３）電力変換器の各相電流実際値からベクトル回転に
よりｄ、ｑ軸電流実際値を生成し、これらのｄ、ｑ軸電
流実際値がｄ、ｑ軸電流指令値にそれぞれ一致するよう
に前記電力変換器の各相電圧指令値を生成して前記電力
変換器の出力電流を制御する電流制御回路において、 前記ｄ、ｑ軸電流実際値の応答の設計値に等しい伝達特
性を持ち、前記ｄ、ｑ軸電流指令値からｄ、ｑ軸電流理
論値を生成する電流理論値計算モデルと、 前記ｄ、ｑ軸電流理論値とｄ、ｑ軸電流実際値との偏差
を増幅または増幅及び位相補償して前記各相電圧指令値
を補正する制御偏差補償器と、を備えたことを特徴とす
る電力変換器の電流制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2258587A JP2833187B2 (ja) | 1990-01-17 | 1990-09-26 | 電力変換器の電流制御回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-7803 | 1990-01-17 | ||
| JP780390 | 1990-01-17 | ||
| JP2258587A JP2833187B2 (ja) | 1990-01-17 | 1990-09-26 | 電力変換器の電流制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03256587A true JPH03256587A (ja) | 1991-11-15 |
| JP2833187B2 JP2833187B2 (ja) | 1998-12-09 |
Family
ID=26342174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2258587A Expired - Fee Related JP2833187B2 (ja) | 1990-01-17 | 1990-09-26 | 電力変換器の電流制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2833187B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6762581B2 (en) * | 2001-06-14 | 2004-07-13 | Nissan Motor Co., Ltd. | Control system of electric motor |
| EP2012425A1 (en) * | 2007-07-04 | 2009-01-07 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control device and synchronous motor control method |
| CN102007678A (zh) * | 2008-04-18 | 2011-04-06 | 大金工业株式会社 | 变流器控制方法 |
| US20150330693A1 (en) * | 2013-01-30 | 2015-11-19 | Trane International Inc. | Multiple load control for variable frequency drive harmonic mitigation |
-
1990
- 1990-09-26 JP JP2258587A patent/JP2833187B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6762581B2 (en) * | 2001-06-14 | 2004-07-13 | Nissan Motor Co., Ltd. | Control system of electric motor |
| EP2012425A1 (en) * | 2007-07-04 | 2009-01-07 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control device and synchronous motor control method |
| CN102007678A (zh) * | 2008-04-18 | 2011-04-06 | 大金工业株式会社 | 变流器控制方法 |
| US20150330693A1 (en) * | 2013-01-30 | 2015-11-19 | Trane International Inc. | Multiple load control for variable frequency drive harmonic mitigation |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2833187B2 (ja) | 1998-12-09 |
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