JPH03251080A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に全波整
流回路の交流入力電流の流れる時間を広げることにより
、交流入力の力率を改善するスイッチングレギュレータ
に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種のスイッチングレギュレータの直流電源に
用いられる、ダイオードブリッジを用いた余波整流回路
において、−膜内な回路として平滑コンデンサインプッ
ト形のものがあるが、整流した直流電圧のりプル値を小
さくするために平滑用コンデンサの容量をかなり大きく
する必要がある。そのために整流電流のピーク値が大き
くなり、力率が低下するとともに充電電流により平滑用
コンデンサが内部損失で発熱し、寿命の低下を招く。

また、入力電力が大きく高調波発生等の悪影響も無視で
きないために、システムの安定性が低下し、高容量のノ
イズフィルタ回路、入力保脛用のフユーズやブレーカ等
が必要になる。

この種の難点を改善する整流平滑回路が、特開昭６３−
１０７４５７号公報に提案されている。この整流平滑回
路では、交流入力を全波整流するダイオードブリッジの
出力端に、平滑用コンデンサがインピーダンス素子を介
して接続されかつインピーダンス素子に並列にダイオー
ドが接続されているため、平滑用コンデンサの充電時は
充電電流がインピーダンス素子を通して平滑用コンデン
サに流れるのでそのピーク値を押えられ、放電時はイン
ピーダンスに並列に接続されたダイオードによりインピ
ーダンス素子をバイパスするのでインピーダンス素子に
よる電力損失が防止される。

第３図にもう１つの従来例を示す、これは、石フォワー
ド型２出カスイッチングレギュレータの一般的な電気回
路である。交流電源１からの交流電力はノイズフィルタ
ＮＦを通して、ダイオードブリッジ２で余波整流され大
容量の平滑用コンデンサＣＩで平滑される、平滑用コン
デンサＣ１に充電された直流電力は、変圧器Ｔ４の１次
巻線ＮＰとスイッチング素子４との直列回路に供給され
、高周波（通常２０〜２００にＨｚ）で駆動されるスイ
ッチング素子４によりオン／オフされる。これにより、
変圧器Ｔ４の２次巻線Ｎｓｌ、　Ｎｓ２に交流電圧が発
生し、これらがダイオード５，９によって整流されスイ
ッチング素子４がオンの時のみチョーク６．１０と大容
量のコンデンサ８，１２からなるチョークインプット型
平滑回路に加わる。これにより、コンデンサ８，１２に
、直流電圧Ｖｏｕｔｌ。

Ｖｏｕｔ２が呪われる。

ダイオード７．１１は、スイッチング素子４がオフの時
に、スイッチング素子４がオンの時チョーク６．１０に
蓄えられていたエネルギーを出力し続けるための転流用
ダイオードである。

スイッチング素子４をオン／オフ制御するパルス幅制御
回路工３は、直流出力電圧Ｖｏｕｅ２を基準電圧と比較
し、その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆動
信号をドライブトランスＴ３を介してスイッチング素子
４のベース／エミッタ間に印加してスイッチング素子４
を駆動するが、この時のパルス幅を、差信号に対応して
、出力電圧Ｖｏｕｔ２が基準電圧より高ければ狭く、低
ければ広くする。この動作により直流出力電圧は常に一
定となるように安定化される。

変圧器Ｔ４の１次側に配置されたリセット巻線Ｎｒは、
スイッチング素子４がオフの時に変圧器Ｔ４の１次巻線
Ｎｐに発生するフライバックエネルギーを、ダイオード
３とリセット巻線Ｎｒおよび平滑用コンデンサＣ１から
なる直列回路で、平滑用コンデンサＣ１にもどそうとす
るものである。

動作の安定をはかるため平滑用コンデンサＣ１は大容量
（１００Ｖ入力、　１５０Ｗ出力時、１０００４Ｆ程度
）のものを使用しており、ダイオードブリッジ２の直流
出力は、第４ｂ図のように充分平滑される。しかしなが
ら交流入力電流は、第４ａ図に示す交流入力電圧波形の
波高値が平滑用コンデンサＣ１の両端電圧より低い時に
は流れない。従って、ダイオードブリッジ２の直流出力
端の電流は第４ｃ図に示す波形となり、交流入力電流は
第４ｄ図のような波形となる。

１００ｖ入力、　１５０Ｗ出力、平滑用コンデンサＣ１
：１０００μＦ、の場合に、変換効率７７％、入力電流
のピーク値１２Ａ、実効値３．６Ａ、力率０．５６、と
なる。従来例におけるスイッチングレギュレータの力率
は、−膜内には０．５〜０．６と言われており、この力
率を高くできればダイオードブリッジ２やノイズフィル
タＮＦの電流定格を下げることが可能となり、電源装置
の小型化等のメリットが大きい。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、前記特開昭６３−１０７４５７号公報の整流平
滑回路によれば、インピーダンス素子として抵抗を使用
した場合、交流入力電圧の波高値が高いので充電電流を
押えるには数Ω〜数１ｏΩの抵抗を必要とし、これによ
る平滑用コンデンサｃ１の充電損失が極めて大きい。イ
ンピーダンス素子にコイルを使用した場合には、充電電
流を押えるには数ｍ　Ｈ〜数Ｈのインダクタンスを必要
とするのでこのインダクタンスをもたらすコイルがきわ
めて大きくなり、電源装置の大型化、高価格化を招く。

また、バイパス用のダイオードも高耐圧で高定格電流の
ものが必要となり、この損失、コストも無視できない。

更には、交流入力電流は交流入力電圧波形の波高値が平
滑用コンデンサの両端電圧より高い時しか流れないため
、力率の改善に今夕しの差点がある９ 第３図に示す従来例では、先に説明した問題がある。す
なわち、ｌＩ流雷電流ピーク値が大きくなり、力率が低
下するとともに充電電流により平滑用コンデンサが内部
損失で発熱し、寿命の低下を招く。また、入力電力が大
きく高調波発生等の悪影響も無視できないために、シス
テムの安定性が低下し、高容量のノイズフィルタ回路、
入カ保脛用のフユーズやブレーカ等が必要になる。

本発明は、格別に電気回路を大型化、高コスト化するこ
となく、電力損失を低域しがっ力率を改善することを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチングレギュレータは、交流入力を整流
する第１整流手段（２）と、その整流出力端間に接続さ
れた小容量の第１コンデンサ（Ｃ１）と、第１ｑｌＩ流
手段（２）のプラス側整流出力端に一端が接続される第
１一次巻線（Ｎｐｌ）およびリセット巻線（Ｎｒ）を有
する第１変圧手段（Ｔ１）と、整流出力端と第１一次巻
線（Ｎｐｌ）の間に介挿された第１スイッチング素子（
４′）と、リセット巻線（Ｎｒ）の一端にその一端が接
続され第１コンデンサ（ｃｌ）の容量より大きい容量で
、かつ第１整流手段（２）の入力端に対して絶縁構成と
した第２コンデンサ（Ｃ２）と、リセット巻線（Ｎｒ）
の他端に順方向となるように第２コンデンサ（Ｃ２）お
よびリセット巻線（Ｎｒ）に直列に接続された第２′ｇ
ｉ流手段（３）と、第１変圧手段（ＴＩ）の二次巻線（
Ｎｓｌ）に接続された第１整流平滑手段（５〜８）と、
第２コンデンサ（Ｃ２）の他端に接続された第２スイッ
チング素子Ｃ４”　）と、第１スイッチング素子（４Ｌ
）および第２スイッチング素子（４”　）を同時にオン
／オフ駆動するドライブ手段（１３）と、第２スイッチ
ング素子（４”　’Ｉおよび第２コンデンサ（Ｃ２）に
直列に接続された第２一次巻線（Ｎｐ２）を有する第２
変圧手段（Ｔ２）と、第２変圧手段（Ｔ２）の二次巻線
（Ｎｓ２）に接続された第２整流平滑手段（９〜１２）
と、を備える。

なお、カッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の
対応要素を示す。

〔作用〕

第１スイッチング素子（４′）がオンのとき、第１コン
デンサ（ＣＩ）は小容量であるので、即座に第１一次巻
線（Ｎｐｌ）に放電し、第１一次巻線（Ｎｐｌ）には、
主に第１整流手段（２）の出力が与えられる。

第１スイッチング素子（４゛）がオフになったとき、第
１コンデンサ（ＣＩ）に充電電流が流れるが、その容量
が小さいので、このピーク電流値は低い。

大容量の第２コンデンサ（Ｃ２）およびリセット巻＃　
（Ｎｒ）には第２１１流手段（３）が直列に接続されて
いるので、第１スイッチング素子（４Ｔ）がオフの時発
生するフライバックエネルギーが、第１変圧手段（Ｔ１
）のリセット巻線（Ｎｒ）から取り出されて。

大容量の第２コンデンサ（Ｃ２）に充電され、これが第
２変圧手段（Ｔ２）の第２一次巻線（Ｎｐ２）に印加さ
れる。これにより、第１スイッチング素子（４′）に同
期してオン／オフ駆動される第２スイッチング素子＜４
”　）がオンのときには、第２コンデンサ（Ｃ２）が第
２変圧手段（丁２）の第２一次巻線（Ｎｐ２）に電力を
供給する。

この第２コンデンサ（Ｃ２）が、第１整流手段（２）の
直流出力端における脈流電圧の谷の部分（交流入力電圧
の零レベル近傍）でも第２変圧手段（Ｔ２）の第２一次
巻線（Ｎｐ２）に電力を供給するので、該谷の部分で第
１スイッチング素子（４′）および第２スイッチング素
子（４”　）が確実にスイッチングオン動作を行う。こ
れにより、交流入力の低い領域（位相零、πの近傍）で
も第１整流手段（２）と第１一次巻線（Ｎｐｌ）の通電
ループが維持され、交流入力電圧の半波の広い範囲で交
流電流が流れ、交流入力の力率が改善する。

また、第２コンデンサ（Ｃ２）　、第２整流手段（３）
。

リセット巻線（Ｎｒ）からなる直列回路および、第２コ
ンデンサ（Ｃ２）　、第２一次巻線（Ｎｐ２）　、第２
スイッチング素子Ｃ４”　’）からなる直列回路は、交
流入力回路に対して絶縁構成をとっているので安全規格
。

配置上等の利点がある。

なお本発明においては、第１コンデンサ（ｃｌ）がなく
とも所期の動作が行われるが、スイッチング周波数およ
びその高調波ノイズが、入力交流電源ラインに流出する
おそれがあるので、第１コンデンサ（Ｃ１）は、それを
防止するノイズフィルタとして用いる。

本発明の他の目的および特徴は１図面を参照した以下の
実施例の説明より明らかになろう。

〔実施例〕 第１図に１本発明の一実施例を示す。この第１図におい
て、第３図に示した従来例と同−又は対応部分には同一
符号をつけた。これらの説明については省略する。

第１図において、第１変圧器Ｔ１駆動用の第１スイッチ
ング素゛子４′　および第２変圧器Ｔ２駆動用の第２ス
イッチング素子４″は、ドライブトランスＴ３により、
同時に高周波（通常２０〜２００ＫＨｚ）で駆動される
。この第１．第２スイッチング素子４１．４１１は、従
来例で示したスイッチング素子４と同じ動作をする。

第１コンデンサＣＩは、第１変圧器Ｔ１駆動用の第１ス
イッチング素子４′のスイッチング周波数およびその高
調波ノイズが入力交流電源ラインに流出するのを防止す
るノイズフィルタとして機能するに十分な、小容量のも
のである。

またこの平滑用コンデンサｃ１は、１５０〜２０ＯＷク
ラスの出力容量のスイッチングレギュレータでは、数μ
Ｆ（１０μＦ以下）のコンデンサで十分であるが、高周
波域で使用するために高周波特性のよいフィルムタイプ
、もしくは積層タイプが好ましい。

第２コンデンサＣ２は、フライバックエネルギ充電用コ
ンデンサであり、ダイオード３と、第１変圧器Ｔ１のリ
セット巻線Ｎｒとで直列回路を構成し、さらに第２変圧
器Ｔ２の第２一次巻線ＮＰ２と、第２変圧ＭｇＴ２駆動
用の第２スイッチング素子４″とも直列回路を構成して
いる。この２つの直列回路は、交流入力回路に直接、接
続されず、すなわち絶縁構成をとっているので安全規格
。

配置上等の利点がある。

また、フライバックエネルギー充電用コンデンサＣ２は
、１０〜１００μＦで十分機能を満たすので、第１およ
び第２コンデンサＣＩ、Ｃ２を合わせたものは、従来例
の平滑用コンデンサｃ１と大きさ。

コストを比較した場合十分優位となる。

第１変圧器Ｔｌの第１一次巻線ＮＰＩとリセット巻線Ｎ
ｒの巻線比はほぼ１対１である。

このような構成とすることで脈流電圧（第２ｂ図）の谷
間の部分でも第１スイッチング素子４′および第２スイ
ッチング素子４″が確実に動作しエネルギーを取り出し
続けることができるので、これにより入力電流（交流電
流）の流れる時間が広がり力率が改善する。

第１図に示す実施例において、第２ａ図の交流入力電圧
波形に対するダイオードブリッジ２の直流出力部の電圧
波形は、従来例と比べて商用周波数に対する平滑能力は
劣り第２ｂ図のように、はぼ脈流となる。この脈流は第
１変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎｐｌに印加され、第に次
巻線Ｎｓｌに発生した交流起電圧は、整流平滑回路５〜
８で整流平滑され、大容量出力Ｖｏｕｔｌとして出力さ
れる。

この大容量出力Ｖｏｕｔｌは、入力周波数リプル分を多
少含んだものである。　１５０Ｗクラスの出力容量でこ
の大容量出力Ｖｏｕｊｌの電圧が２４Ｖ　（５Ａ程度）
の場合１〜３■位の入力周波数リプル分を含んでいる。

複写機等電子機器用電源の場合、通常２４Ｖは、モータ
、ソレノイド等の駆動用として用いるのが一般的で、こ
れ位のりプル分を含んでも何ら問題はない。

コンデンサＣ２に充電されたエネルギーは、小容量出力
Ｖｏｕｔ２の第２の第２変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎｐ
２に印加される。コンデンサＣ２の端子電圧波形は第２
ｅ図に示すように十分平滑化されており、小容量出力Ｖ
ｏｕｔ２は、−射的なスイッチングレギュレータと全く
同様の動作をし、高安定度でリプルもなく、複写機等電
子機器の制御に必要な５ｖ電源として最適である。

入力部の第１コンデンサＣ１の容量が小さいので、ダイ
オードブリッジ２の出力端における電流波形は第２ｃ図
に示すように従来に比べて低くなり、交流入力部の電流
波形は第２ｄ図に示すように極端なピークのない滑らか
な波形となる。

１００ｖ入力、　１５０Ｗ出力、第１コンデンサＣ１＝
０．２２μＦ、フライバックエネルギー充電用コンデン
サＣ２＝１００μＦでスイッチングレギュレータを構成
した場合、変換効率＝７５％、入力電源のピーク値４．
ＯＡ　、実効値２．３Ａと、従来と比較して小さい値が
得られる。この時の力率は０．８７と大きく改善する。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明のスイッチングレギュレータ
によれば、第１整流手段（２）の出力脈流の広範囲に渡
り安定したスイッチング動作が得られ、力率が向上する
。従って、第１整流手段（２）、入力回路フユーズ、入
力回路ブレーカ−２入力ノイズフイルタ一回路等が低容
量化、小型化および低コスト化する。また、突入電流防
止回路が不要となるので比較的小型で安価な電源装置を
用いることができる。更に、第２コンデンサ（Ｃ２）、
第２整流手段（３）、リセット巻線（Ｎｒ）からなる直
列回路および、第２コンデンサ（Ｃ２）、第２一次巻線
（Ｎｒ２）、第２スイッチング素子（４”　）からなる
直列回路は、交流入力回路に対して絶縁構成をとってい
るので安全規格、配置上等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す電気回路図である。 第２ａ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２に印加
される交流電圧を示すタイムチャートである。 第２ｂ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電圧を示すタイムチャートである。 第２ｃ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電流を示すタイムチャートである。 第２ｄ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の入力
電流を示すタイムチャートである。 第２ｅ図は、第１図に示すコンデンサＣ２の電圧を示す
タイムチャートである。 第３図は、従来のスイッチングレギュレータを示す電気
回路図である。 第４ａ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２に印加
される交流電圧を示すタイムチャートである。 第４ｂ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電圧を示すタイムチャートである。 第４ｃ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電流を示すタイムチャートである。 第４ｄ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の入力
電流を示すタイムチャートである。 に交流電源　　　　　　　　　　ＮＦ＝ノイズフィルタ
２：ダイオードブリッジ悌１整流手段）３：ダイオード
悌２！Ｉ流手助Ｔｌ：第１変圧器悌１変圧手包Ｔ２：第
２変圧器悌飄手ｊＪ　　Ｔ３．Ｔ４：変圧器４’　　、
４”　ニスイッチング素子（スイッチング素子）５．９
：ダイオード　　　　　　　６，１０：チョークコイル
７．１１：ダイオ ド ８．１２：平滑用コンデンサ （５〜８：第１整流平滑手段） （９〜１２：第１流平滑手印 １３：パルス幅制御回路（ドライブ手段）Ｃ１：　第１
コンデンサ■ｎコンデンサ）Ｃ２：　第２コンデンサ悌
２コンデンサ）Ｎｐｌ：第１一次巻線悌１一次巻線）Ｎ
ｒ２：第２一次巻線（第２一次巻線）Ｎｓｌ　：第に次
巻線（第に次巻線）　Ｎｓ２　：第と次巻線悌と次巻線
）Ｎｒ：リセット巻線（リセット巻線）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流入力を整流する第１整流手段と、その整流出力端間
   に接続された小容量の第１コンデンサと、前記第１整流
   手段のプラス側整流出力端に一端が接続される第１一次
   巻線およびリセット巻線を有する第１変圧手段と、前記
   整流出力端と前記第１一次巻線の間に介挿された第１ス
   イッチング素子と、前記リセット巻線の一端にその一端
   が接続され前記第１コンデンサの容量より大きい容量で
   、かつ前記第１整流手段の入力端に対して絶縁構成とし
   た第２コンデンサと、前記リセット巻線の他端に順方向
   となるように前記第２コンデンサおよび前記リセット巻
   線に直列に接続された第２整流手段と、前記第１変圧手
   段の二次巻線に接続された第１整流平滑手段と、前記第
   ２コンデンサの他端に接続された第２スイッチング素子
   と、前記第１スイッチング素子および第２スイッチング
   素子を同時にオン／オフ駆動するドライブ手段と、前記
   第２スイッチング素子および前記第２コンデンサに直列
   に接続された第２一次巻線を有する第２変圧手段と、該
   第２変圧手段の二次巻線に接続された第２整流平滑手段
   と、を備える、スイッチングレギュレータ。