JPH0729745Y2 - 多出力スイツチングレギユレータ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この考案は、複写機やプリンタなどのOA機器に多用され
る多出力スイツチングレギユレータに関する。

〔従来の技術〕

最近は、制御用，駆動用あるいは放電用等にそれぞれ電
圧の異なる安定化または準安定化した複数の直流電源を
必要とする機器、例えば複写機，プリンタのようなOA機
器等に多出力スイツチングレギユレータがよく使用され
ている。

すなわち、第３図に従来例としてその回路図を示すよう
に、交流電源１からの交流電力はノイズフイルタ12を通
つた後、ダイオードブリツジよりなる整流器13で全波整
流され、大容量の入力側平滑コンデンサである電解コン
デンサ14により平滑化される。

電解コンデンサ14に充電された直流電力は、変換トラン
スＴの１次巻線Npとスイツチング素子であるトランジス
タＱとの直列回路に供給され、高周波のスイツチング周
波数で駆動されているトランジスタＱによりオン・オフ
される。

そのため、変換トランスＴの２個の２次巻線N₁，N₂に交
流電力が誘起され、それぞれ第1,第２の出力回路16,17
を構成するダイオード，チヨークと大容量のコンデンサ
よりなるチヨーク入力型平滑回路によつて平滑整流さ
れ、出力端子を介して負荷に出力電圧E₁，E₂の直流電力
を供給する。

例えば、制御用電源である第２の出力回路の出力電圧E₂
はパルス幅制御回路18にフイードバツクされ、パルス幅
制御回路18は一定のスイツチング周波数を有し、出力電
圧E₂に応じてそのデユーテイ比が変化するパルスを出力
し、パルストランスPTを介してトランジスタＱを駆動す
ることにより、交流電源電圧や負荷の変動に対して出力
電圧E₂を安定化する。

制御回路系の負荷変動は僅かであるから、例えば駆動用
電源である第１の出力回路の出力電圧E₁も、交流電源電
圧の変動に対しては保護された準安定状態にある。

一般に、スイツチングレギユレータは小型軽量で電力効
率がよいという長所があるが、第３図に示したようにそ
の入力側の平滑回路に大容量の電解コンデンサ14を使つ
たコンデンサ入力型が採用されているから、出力する電
力容量に比べて大きな瞬時電流が流れることになり、多
くの無効電力が流れて力率が悪い（低い）。

また、瞬時に大電流が流れるから、フユーズ，サーキツ
トブレーカ，電源コード，整流器あるいはノズルフイル
タ等の容量を大きくしなければならず、安全上の問題や
他の機器への影響およびコストアツプも無視出来ない。

この瞬時電流が過大になることを防止するため、例えば
特開昭63−107457号公報に見られるように、整流器の出
力段に並列に電流制限インピーダンス素子を介して平滑
コンデンサを接続し、その平滑コンデンサの充電電圧が
整流器の出力電圧よりも高い時にオンになる向きにダイ
オードを上記電流制限インピーダンス素子と並列に接続
して、平滑コンデンサの充電時にその電流を制限するよ
うにしたものがあつた。

〔考案が解決しようとする課題〕

しかしながら、この提案は実際上改善の効果が少なく、
効果を上げるためにインピーダンス素子の抵抗分を大き
くすればスイツチングレギユレータとしての電力効率を
低下させ、インピーダンス素子のインダクタンス分を上
げようとすれば、大容量のインダクタが必要になつて大
型化し重量やコストが増大するという問題があつた。

この考案は上記の点に鑑みてなされたものであり、小型
軽量で電力効率がよいという長所を生かしながら、力率
がよく安全性に優れた多出力スイツチングレギユレータ
を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この考案は上記の目的を達成するため、交流電源に接続
された整流器と、その整流器の直流出力端子間に接続さ
れた第１の変換トランスの１次巻線と第１のスイツチン
グ素子との直列回路と、その直列回路に並列に接続され
たスイツチング周波数に対応する比較的小容量のノイズ
抑制用コンデンサと、第１の変換トランスの２次巻線に
誘起されたフオーワード電力を平滑整流して出力する第
１の出力回路と、その第１の出力回路の第１出力電圧に
応じて前記第１のスイツチング素子のデユーテイ比を変
えることにより、前記第１出力電圧を安定化する第１の
フイードバツク回路と、第１の変換トランスに設けたリ
セツト巻線に誘起されたフライバツク電力を平滑整流す
るためのダイオードとリセツト巻線と中容量の平滑コン
デンサとからなる直列回路と、その直列回路の平滑コン
デンサに並列に接続された第２の変換トランスの１次巻
線と第２のスイツチング素子との直列回路と、第２の変
換トランスの２次巻線に誘起された電力を平滑整流して
出力する第２の出力回路と、その第２の出力回路の第２
出力電圧に応じて第２のスイツチング素子のデユーテイ
比を変えることにより第２出力電圧を安定化する第２の
フイードバツク回路とによつて多出力スイツチングレギ
ユレータを構成したものである。

〔作用〕

この考案は上記のように構成することにより、交流電源
に接続された整流器の端子電圧が大幅に低下するため、
交流電源から電力が供給される時間が長くなり、電流が
流れない時間が減少すると共に、各瞬時に流れる電流値
が小さくなる。

したがつて、小型軽量で電力効率がよいという長所を生
かしながら、力率がよく安全性に優れた多出力スイツチ
ングレギユレータを提供することが出来る。

〔実施例〕

以下、この考案の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの考案の一実施例の構成を示す回路図であ
り、例えば標準電圧24Vの駆動用電源である第１の出力
回路と、標準電圧5Vの制御用電源である第２の出力回路
との２出力スイツチングレギユレータの場合を示してい
る。

交流電源１からの交流電力は、コンデンサ群，インダク
タ群からなり交流電源１とスイツチングレギユレータあ
るいは機器本体とを高周波的に遮断するノイズフイルタ
２を通つた後、ダイオードブリツジよりなる整流器３で
全波整流される。

全波整流された直流電力は、第１の変換トランスT₁の１
次巻線N_P1と第１のスイツチング素子であるトランジス
タQ₁との直列回路に供給され、高周波のスイツチング周
波数（通常50kHz〜200kHz）で駆動されているトランジ
スタQ₁によりオン・オフされる。

それによつて変換トランスT₁の２次巻線N_S1に誘起され
た交流電力は第１の出力回路６に供給される。

第１の出力回路６はダイオードD₁，D₃とチヨークコイル
CH₁と大容量の平滑コンデンサC₁とからなり、２次巻線N
_S1から供給された交流電力のうち、トランジスタQ₁がオ
ンの時の電力すなわちフオーワード電力を整流ダイオー
ドD₁によつて整流し、チヨーク入力型平滑回路を構成す
るチヨークコイルCH₁と平滑コンデンサC₁とにより平滑
化して、出力端子TM₁から第１出力電圧E₁（標準24V）の
直流電力を負荷に供給する。

ここで、ダイオードD₃はトランジスタQ₁がオフになり出
力回路６に電力が供給されなくなつた時に、チヨークコ
イルCH₁に残留している磁気エネルギーを直流電力に変
換して平滑コンデンサC₁に供給するための転流ダイオー
ドである。

また、この実施例では第２の出力回路７も第１の出力回
路６と同様に第２の変換トランスT₂のフオーワード電力
が供給されるようになつているが、第２の出力回路７の
電源はフオーワード電力に限定されるものではなく、フ
ライバツク電力が供給されてもよく、また２次巻線N_S2
側に誘起される電力をダイオードブリツジによるかセン
タタツプ型による全波整流としてもよい。

第１のフイードバツク回路は第１のパルス幅制御回路８
と第１のパルストランスPT₁とから構成され、一定のス
イツチング周波数を有するパルス幅制御回路８は出力端
子TM₁に生じた第１出力電圧E₁を入力し、予め設定され
ている基準電圧V_r1（24V）と比較して、第１出力電圧E₁
が基準電圧V_r1よりも高ければそのパルス幅（したがつ
てデユーテイ比）を減少し、低ければ増大するようにパ
ルス幅変調した駆動信号を、パルストランスPT₁を介し
てトランジスタQ₁のエミツタ・ベース間に出力する。

このようにして第１出力電圧E₁は基準電圧V_r1と同じ値
に安定化されている。

一方、第１の変換トランスT₁のリセツト巻線N_R1とダイ
オードD₅と中容量の平滑コンデンサ５とは直列回路を構
成し、トランジスタQ₁がオンの間に変換トランスT₁に蓄
積された磁気エネルギーを、トランジスタQ₁がオフにな
つた時にダイオードD₅により直流電力（フライバツク電
力）に変換して平滑コンデンサ５に充電し、第２の出力
回路７の電源とする。

すなわち、平滑コンデンサ５の両端子間に第２の変換ト
ランスT₂の１次巻線N_P2と第２のスイツチング素子であ
るトランジスタQ₂との直列回路が並列に接続されてい
る。

このそれぞれ第２の変換トランスT₂と、トランジスタQ₂
と、整流ダイオードD₂，転流ダイオードD₄，チヨークコ
イルCH₂，平滑コンデンサC₂からなる出力回路７と、パ
ルス幅制御回路９と、パルストランスPT₂とから構成さ
れ、第２出力電圧E₂が例えば標準5Vである制御用電力を
出力する第２のスイツチングレギユレータの構成および
作用は、ほぼ上記の第１のスイツチングレギユレータと
同様であるから説明を省略する。

ただ、第２の変換トランスT₂のリセツト巻線N_R2に誘起
されるフライバツク電力は、転流ダイオードD₆により平
滑コンデンサ５に還流されるようになつている点が異な
るが、さらに第３の出力が必要な時にはその電源に転用
することも出来る。

この第１図に示した実施例が、第３図に示した従来例と
大きく異なるところは、従来例において入力側平滑回路
の平滑コンデンサとして使用していた商用周波数に対応
する大容量の電解コンデンサ14の代りに、スイツチング
素子であるトランジスタQ₁のスイツチング周波数に対応
する比較的小容量のコンデンサ４をノイス抑制用コンデ
ンサとして設けたことである。

従来例では、商用周波数を対象に考えていたから、整流
器13にタイオードブリツジよりなる全波整流器を使用し
ても、周波数が100Hz〜120Hzに対応する平滑コンデンサ
として、例えば出力容量200W級の場合に1000μＦかそれ
以上の電解コンデンサが使用されていた。

この考案によれば、原理的には入力側平滑コンデンサは
不要であるが、全くコンデンサを置かない場合にはスイ
ツチング周波数およびその高調波からなる大きなノイズ
が交流電源側にリークし、電源側に通常市販されている
ノイズフイルタ12を設けても防ぎ切れない。

したがつて、この実施例では小容量のノイズ抑制用コン
デンサ４を設けてノイズを抑え、そのリークを防止して
いる。

このノイズ抑制用コンデンサ４は、100Hz〜120Hzの周波
数を対象とするものではなく、スイツチング周波数例え
ば50KHz〜200KHzを対象としてノイズを抑える目的であ
るから、その取扱う周波数の比は500倍以上である。

したがつて、200W級の同一出力容量の場合でも、実験的
に100μＦ以下の比較的小容量のコンデンサで十分な効
果が得られた。

ただし、このコンデンサは高周波領域でも高いＱ値が要
求されるから、電解コンデンサでなく、フイルムコンデ
ンサ或いは積層セラミツクコンデンサ等であることが望
ましい。

このようなコンデンサを使用しても、従来例に比し容量
が1/100以下と小さいから、入力側のコンデンサのサイ
ズは小型になる。

第２図は、この実施例と従来例とを比較説明するための
電圧または電流を示す波形図であり、同図（ａ）は整流
器3,13が出力する全波整流電圧波形を示している。

第２図（ｂ）は従来例（第３図）の電解コンデンサ14の
端子電圧を、同図（ｃ）は同じくその充電電流を示し、
図から明らかなように、充電時間が短く、その瞬時電流
値が大きい。

第２図（ｄ）は従来例から電解コンデンサ14を除いた場
合に整流器13を流れる電流を示し、ノイズとなる高周波
成分が極めて大きいことが分かる。

第２図（ｅ）はこの実施例におけるノイズ抑制用コンデ
ンサ４の端子電圧を、同図（ｆ）は整流器３を流れる電
流を示す。

スイツチング周波数が高い為に、ノイズ抑制用コンデン
サ４は破線で示した整流波形の電圧まで充電されないう
ちに放電を開始し、OVまで放電し切れないうちに充電が
開始される。

そのために、ノイズ抑制用コンデンサ４の端子電圧は、
整流波形の電圧が０になる近傍を除いて、交流電源１の
電圧絶対値に相似し、それより低い電圧の波形を示して
いる。

したがつて、電流が整流器３を流れる時間が長くなりそ
の瞬時電流値が小さくなると共に、電流の流れない時間
が短くなるから、力率が改善される。

しかしながら、短かくはなつても電流が流れず第１の変
換トランスT₁の２次側に電力が供給されない時間がある
から、その間は第１の出力電力が出力側の平滑コンデン
サC₁の放電により供給されるため、第１出力電圧E₁は第
２図（ｇ）に矢示するように部分的な電圧降下すなわち
リツプルが発生する。

この実施例の入力側にあるノイズ抑制用コンデンサＣは
比較的小容量であるから、第２図に示した電圧・電流波
形図から明らかなように、図示しない電源スイツチを閉
じて電源オンした時に突入電流が殆んど見られず、使用
中の力率も遥かに改善されている。

しかしながら、第１の出力回路６の出力電圧E₁は標準電
圧24Vになるように制御されているが、第２図（ｇ）に
示したような若干のリツプルは避けられない。

このリツプルは無負荷時は極めて小さく、モータ，クラ
ツチ，ソレノイド等の駆動機構が作動して負荷が大きく
なるにつれてリツプルも大きくなる。

出力側の第１の平滑コンデンサC₁の容量を大きくすれば
リツプルは抑えられるが、容量が大きくなり過ぎるとフ
イードバツク回路のレスポンスが遅くなり第１出力電圧
E₁がかえつて不安定になる。

一般に、駆動用電源は所要電力容量が大きく負荷の変動
も激しいが、多少リツプルが残つていても実用上差支え
ない場合が多い。

一方、制御用電源は極めて安定した出力電圧が厳しく要
求されているが、電力容量は小さく負荷の変動も極めて
少ない。

そのため、トランジスタQ₂のデユーテイ比は主として入
力電圧（平滑コンデンサ５の端子電圧）に応じて変化
し、入力電圧が高い時は小さくなり、低い時は大きくな
る。

この実施例では、１次巻線N_P1に供給されるノイズ抑制
用コンデンサ４の端子電圧が第２図（ｅ）に示したよう
に変化しているから、フライバツク電圧も同様な変動を
示すが、中容量の平滑コンデンサ５により100Hz〜120Hz
の低周波成分は平滑化され、重畳しているトランジスタ
Q₁のスイツチング周波数以上の高周波成分は全く消滅す
る。

したがつて、第２の出力回路７の第２出力電圧E₂はその
標準電圧（5V）に極めてよく安定化されている。

以上説明したように、この考案により、第１に交流電源
１に接続された整流器３の直流出力端子間に従来接続さ
れていた入力側平滑コンデンサである電解コンデンサ14
を廃止することにより過大な瞬時電流や電源オン時の突
入電流がなくなるから、力率が向上すると共にフユー
ズ，サーキツトブレーカ，電源コード等の容量を下げて
安全性が増大し、瞬時電圧降下による他の機器への悪影
響がなくなり、大容量の電解コンデンサ14の廃止とノイ
ズフイルタ2,整流器３の容量減少とにより小型化とコス
トダウンが計られた。

第２に、電解コンデンサ14の代りに小容量のノイズ抑制
用コンデンサ４を設けたことにより、電解コンデンサの
廃止によるスイツチングノイズの交流電源側へのリーク
を防止し、市販のノイズフイルタが使用出来るようにし
てコストアツプを防止した。

第３に、ノイズ抑制用コンデンサ４の端子間に発生する
低周波のリツプルについては、第１の出力回路６には第
１の変換トランスT₁のフオーワード電力を供給しその出
力電圧E₁をフイードバツクすることにより、僅かなリツ
プルは残つていても例えば駆動用電源のように用途によ
つては充分な準安定電源が得られた。

第４に、第１の変換トランスT₁のフライバツク電力を平
滑コンデンサ５で平滑整流して第２の出力回路７の電源
とすることにより、従来例の平滑コンデンサすなわち電
解コンデンサ14が大電力の第１の出力回路16と小電力の
第２の出力回路17とを併せて平滑化するため1000μＦ以
上という大容量を必要としたのに対して、この実施例の
平滑コンデンサ５は小電力の第２の出力回路７の電力の
み平滑化すればよいから、例えば100μＦ程度の中容量
でも電圧変動に厳しい制御用電源に対して充分に安定し
た電源が得られた。

以下は、入力電圧AC100V,出力容量150Wの２出力スイツ
チングレギユレータについての実験例である。

従来例（第３図）の回路において、入力側平滑用の電解
コンデンサ14を1000μＦとした場合、入力電流のピーク
値は12A,実効値でも3.6Aと極めて大きく、力率は0.56と
低く、その変換効率は77％であつた。一般に、この種類
のスイツチングレギユレータは力率が0.5〜0.6といわれ
ているから、このデータは力率，変換効率ともほぼ平均
的な値といつてよい。

実施例（第１図）の回路において、ノイズ抑制用コンデ
ンサ４を0.22μF,第１変換トランスT₁の１次巻線N_P1と
リセツト巻線N_R1と巻線比を1:1,平滑コンデンサ５を100
μＦ（ただし出力回路6,7の定数は変らず）とした場
合、入力電流のピーク値は4A,実効値が2.3A、力率は0.8
7でその変換効率は75％であつた。

また、最大負荷時には、駆動用電源である第１の出力回
路６の第１出力電圧E₁＝24Vに２〜3V程度のリツプルが
現われるが実用上問題ではなく、制御用電源である第２
の出力回路７の第２出力電圧E₂＝5Vはリツプルがなく、
定電圧性がよく保たれている。

すなわち、平滑コンデンサの容量が実質的に1/10になつ
ているにも拘らず、入力電流のピーク値は1/3に激減
し、実効値は2/3に減少しているから力率は1.5倍と改善
され、しかも変換効率は殆んど変つていない。

また、入力電流のピーク値が1/3になつただけでなく、
整流器３の出力端子間に接続されたコンデンサの容量が
1/5000になつているから、従来のコンデンサ入力型では
避けられない電源オン時の突入電流が皆無といつてもよ
い。従つて、図示しないフユーズ，サーキツトブレー
カ，電源コード及びノイズフイルタ2,整流器３等がはる
かに小容量で済むからコストが下ると共に、フユーズ，
サーキツトブレーカが小容量になることにより異常電流
発生に対して速やかに反応し、安全性が向上する。

〔考案の効果〕

以上説明したように、この考案によれば、小型軽量で電
力効率がよいという長所を生かしながら、力率がよく安
全性に優れた多出力スイツチングレギユレータを提供す
ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、 第２図は実施例と従来例とを比較して示す各部の波形
図、 第３図は従来の多出力スイツチングレギユレータの一例
を示す回路図である。 １……交流電源、３……整流器 ４……ノイズ抑制用コンデンサ ５……平滑コンデンサ、６……第１の出力回路 ７……第２の出力回路 Q₁，Q₂……第1,第２のトランジスタ（第1,第２のスイツ
チング素子） T₁，T₂……第1,第２の変換トランス N_P1，N_P2……１次巻線 N_S1，N_S2……２次巻線 N_R1……リセツト巻線 D₅……ダイオード（フライバツク電力整流用）

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源に接続された整流器と、 その整流器の直流出力端子間に接続された、第１の変換
   トランスの１次巻線と第１のスイツチング素子との直列
   回路と、 その直列回路に並列に接続された、前記第１のスイツチ
   ング素子のスイツチング周波数に対応する比較的小容量
   のノイズ抑制用コンデンサと、 前記第１の変換トランスの２次巻線に誘起されたフオー
   ワード電力を平滑整流して出力する第１の出力回路と、 その第１の出力回路の第１出力電圧に応じて前記第１の
   スイツチング素子のデユーテイ比を変えることにより、
   前記第１出力電圧を安定化する第１のフイードバツク回
   路と、 前記第１の変換トランスに設けたリセツト巻線に誘起さ
   れたフライバツク電力を平滑整流するための、ダイオー
   ドと前記リセツト巻線と中容量の平滑コンデンサとから
   なる直列回路と、 その直列回路の前記平滑コンデンサに並列に接続され
   た、第２の変換トランスの１次巻線と第２のスイツチン
   グ素子との直列回路と、 前記第２の変換トランスの２次巻線に誘起された電力を
   平滑整流して出力する第２の出力回路と、 その第２の出力回路の第２出力電圧に応じて前記第２の
   スイツチング素子のデユーテイ比を変えることにより、
   前記第２出力電圧を安定化する第２のフイードバツク回
   路とから構成されたことを特徴とする多出力スイツチン
   グレギユレータ。