JPH02223378A - 多出力スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、複写機やプリンタなどのＯＡ機器に多用さ
れる多出力スイッチングレギュレータに関する。

〔従来の技術〕

最近は、制御用、廓動用あるいは放電用等にそれぞれ電
圧の異なる安定化または準安定化した複数の直流電源を
必要とする機器、例えば複写機。

プリンタのようなＯＡ機器等に多出力スイッチングレギ
ュレータがよく使用されている。

一般に、スイッチングレギュレータは小型軽量で電力効
率がよいという長所があるが、その入力側の平滑回路に
大容量の電解コンデンサを使ったコンデンサ入力型が採
用されているから、出力する電力容量に比べて大きな電
流が流れることになり、多くの無効電力が流れて力率が
悪い（低い）。

また、瞬時に大電流が流れるから、フユーズ。

サーキットブレーカ、配線あるいは整流器等の容量を大
きくしなければならず、安全上の問題や他の機器への影
響も無視出来ない。

この瞬時電流が過大になることを防止するため。

例えば特開昭６３−１０７４５７号公報に見られるよう
に、整流器の出力段に並列に電流制限インピーダンス素
子を介して平滑コンデンサを接続し、その平滑コンデン
サの充電電圧が整流器の出力電圧よりも高い時にオンに
なる向きにダイオードを上記電流制限インピーダンス素
子と並列に接続して、平滑コンデンサの充電時にその電
流を制限するようにしたものがある。

また、多出力電源の場合、電源オフ時に各出力回路の電
圧降下がまちまちでは困るという問題がある。例えば、
制御用電源の電圧が降下して制御系回路が作動しなくな
っているのに、駆動用電源の電圧が十分に降下していな
いと何等かの原因でモータが暴走する等の危険な事故が
発生する恐れがある。

これを防止するため、例えば特開昭６３−９５８５３号
公報に見られるように、電源オフ時に交流電源の電圧降
下を検知して一方の出力回路の出力をバイパスし、出力
電圧を急速に降下させる回路を設ける提案があった。

すなわち、第６図に従来例としてその回路図を示すよう
に、交流電源１からの交流電力は、ダイオードブリッジ
よりなる整流器２で全波整流され、大容量の入力側平滑
コンデンサである電解コンデンサ３により平滑化される
。

電解コンデンサ乙に充電された直流電力は、変換トラン
ス４の１次巻線とスイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ１との直列回路に供給され、高周波のスイッチング周
波数（通常５０ＫＨｚ〜２００　ＫＨｚ）で駆動されて
いるトランジスタＱ１によりオン・オフされる。

そのため、変換トランス４の２個の２次巻線には交流電
力が誘起され、それぞれ第１．第２の出力回路を構成す
るダイオードＤｌｌ　ｌ　Ｄ’１２によって整流された
後、チョークＬｕｙＩ、ｔｚと大容量のコンデンサＣ１
１＋　Ｃ１２よりなるチョーク入力型平滑回路によって
平滑化され、出力端子を介して負荷に出力電圧Ｅ　１　
ｙ　Ｅ　２の直流電力を供給する。

ダイオードＤ１３ｊＤ１４は、トランジスタＱ１がオン
の時にそれぞれ磁力としてチョークＬ１１゜’Ｌｕに蓄
積されたエネルギを、オフの時にコンデンサＣ１ｌ、Ｃ
１２に供給するための転流ダイオードである。

例えば、制御用電源である第２の出力回路の出力電圧Ｅ
２は、トランス、整流器、コンデンサよりなる補助電源
１４を電源とする制御ドライバ１０にフィードバックさ
れ、制御ドライバ１０は一定のスイッチング周波数を有
し、出力電圧Ｅ２に応じてそのデユーティ比が変化する
パルスを出力し、パルストランス１３を介してトランジ
スタＱ１を駆動することにより、交流電源電圧や負荷の
変動に対して出力電圧Ｅ２を安定化する。

制御回路系の負荷変動は僅かであるから、駆動用電源で
ある第１の出力回路の出力電圧Ｅ１も、交流電源電圧の
変動に対しては保護された準安定状態にある。

抵抗、コンデンサ、ダイオード等から構成される交流電
圧検出部５は、電源スィッチＳＷと整流器との間に設け
られ、交流電圧を検出してフォトカプラＰＣの送信側Ｌ
Ｅｂを点滅する。

すなわち、送信側ＬＥＤは電源オンならば発光し、電源
オフならば発光しない。

トランジスタＱ２１　フォトカプラＰＣの受信側フォト
トランジスタ、抵抗からなる直流出力バイパス部６は、
第１の出力回路の出力側に設けられ、受信側フォトトラ
ンジスタに入射光がある時はトランジスタＱ２がオフ、
入射光がない時はオンになる。

したがって、電源スィッチが閉じて電源オンの時は、フ
ォトカプラＰＣのＬＥＤが送光しトランジスタＱ２はオ
フになっているから第１の出力回路に影響がない。

電源スィッチを開いて電源オフになると、ＬＥＤが消え
てトランジスタＱ２がオンになるから、コンデンサＣ１
ｌに充電されていた電力は抵抗、トランジスタＱ２を通
って放電し、第１の出力回路（ＩＦ！動用）が無負荷状
態であってもその出力電圧Ｅ１は、第２の出力回路（制
御用）の出力電圧Ｅ２よりも急速に降下する。

このように、従来から力率や電源オン時の突入電流を改
善する提案や駆動系の暴走を防止する提案がなされてい
た。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、前者の提案においては実際上改善の効果
が少なく、効果を上げるためにインピーダンス素子の抵
抗分を大きくすればスイッチングレギュレータとしての
効率を低下させ、インピーダンス素子のインダクタンス
分を上げようとすれば、大容量のインダクタが必要にな
って大型化し重量やコストが増大するという問題があっ
た。

また、後者の提案においては交流電圧検出部５に商用電
圧がそのまま印加されるから、安全のため基板上で長い
縁面距離が必要になって装置が大型化し、直流出力バイ
パス部６のトランジスタＱ２は大容量のコンデンサＣ１
１を短時間にバイパス放電させるため大きな放電電流が
流れるから。

その大電流に耐えるトランジスタを必要とし、やはり大
型化とコストアップが避けられない。

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、小型
軽量で電力効率がよいという長所を生かしながら、力率
がよく電源オフ時の立下り特性が優れた多出力スイッチ
ングレギュレータを提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は上記の目的を達成するため、交流電源に接続
された整流器と、その整流器の直流出力端子間に接続さ
れた変換トランスの１次巻線とスイッチング素子との直
列回路と、その直列回路に並列に接続されたスイッチン
グ周波数に対応する比較的小容量の入力側平滑コンデン
サと、変換トランスの２次巻線に誘起された電力を平滑
整流して出力する第１の出力回路と、その第１の出力回
路の出力電圧に応じてスイッチング素子のデユーティ比
を変えることにより、その出力電圧を安定化するフィー
ドバック回路と、第１の出力回路の出力の一部を入力し
安定化電源回路により降圧して出力する第２の出力回路
とによって多出力スイッチングレギュレータを構成した
ものである。

さらに、この多出力スイッチングレギュレータにおいて
第１の出力回路の出力端と第２の出力回路の入力端との
間にそれぞれ逆流阻止用ダイオードを直列素子、平滑用
コンデンサを並列素子として構成したＬ形四端子回路を
介挿するとよい。

〔作　用〕

この発明は上記のように構成することにより、入力側平
滑コンデンサの端子電圧が大幅に低下するため、交流電
源から電力が供給される時間が長くなり、電流が流れな
い時間が減少すると共に、各瞬時に流れる電流値が小さ
くなる。

また、電源オフ時に第１の出力回路の降下電圧が第２の
出力回路の基準電圧に達するまで第２の出力回路は基準
電圧を維持しているから、モータ暴走等の事故の恐れが
ない。

さらに、逆流阻止用ダイオードと平滑用コンデンサを付
加することにより、電源オフ時に第１の出力回路の出力
電圧が急激に降下しても、第２の出力回路は必要な所定
時間だけその基準電圧を維持することが出来る、 したがって、小型軽量で電力効率がよいという長所を生
かしながら、力率がよく電源オフ時の立下り特性が優れ
た多出力スイッチングレギュレータを提供することが出
来る。

〔実施例〕

以下、この発明を実施例に基づいて具体的に説明するが
、それに先立って、その基礎となる回路について第４図
により説明する。

第４図において、８は変換トランス＋０１は整流ダイオ
ード＋Ｄ２は転流ダイオードであり、抵抗Ｒ１はこの出
力回路が軽負荷あるいは無負荷の場合でも出力電圧Ｅ１
を安定に制御するためのブリーダ抵抗であり、コンデン
サＣ２は高周波域のノイズ等を防ぐためのバイパスコン
デンサである。

制御回路１１とドライブ回路１２とは、従来例における
制御ドライバ１０を２つの回路に分離したもので、とも
に補助電源１４を電源としている。

制御回路１１は、出力電圧Ｅ１を入力して予め設定され
ている基準電圧ＶＲと比較し、その差信号をドライブ回
路１２に出力する。

ドライブ回路１２は、パルス幅変調された所定のスイッ
チング周波数の駆動信号をパルストランス１３を介して
トランジスタＱ１のエミッタ・ベース間に印加し駆動し
ているが、そのパルス幅（オンデユーテイ比）は制御回
路１１から入力する差信号に応じて、出力電圧Ｅ１が基
準電圧ＶＲよりも高ければ減少、低ければ増大するよう
に変調されている。

したがって、出力電圧Ｅ１は基準電圧ＶＲになるように
安定化される。

この回路例の主な特徴は、入力側平滑回路の平滑コンデ
ンサとして、従来例の商用周波数に対応する大容量の電
解コンデンサ３の代りに、スイッチング素子であるトラ
ンジスタＱ１のスイッチング周波数に対応する比較的小
容量のコンデンサ７を設けことである。

従来例では、商用周波数を対象に考えていたから、整流
器２にダイオードブリッジよりなる全波整流器を使用し
ても１周波数が１００Ｈｚ〜１２０七に対応する平滑コ
ンデンサとして、例えば出力容量２００Ｗ級の場合に１
０００μＦかそれ以上の電解コンデンサが使用されてい
た。

この発明によれば、原理的には入力側平滑コンデンサが
不要であるが、全くコンデンサを置かない場合にはスイ
ッチング周波数およびその高調波からなる大きなノイズ
が交流電源側にリークし、電源側に通常市販されている
ノイズフィルタを設けても防ぎ切れない。

したがって、この回路例およびこの発明の実施例にはす
べて小容量のコンデンサ７を設けて、ノイズを抑えその
リークを防止している。

このコンデンサ７は、１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚの周波数
を対象とするものでなく、スイッチング周波数例えば５
０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚを対象としてノイズを抑える目
的であるから、その取扱う周波数の比は５００倍以上で
ある。

したがって、２００Ｗ級の同一出力容量の場合でも、実
験的に１０μＦ以下の比較的小容量のコンデンサで十分
な効果が得られた。

ただし、このコンデンサは高周波領域でも高いＱが要求
されるから、電解コンデンサでなく、フィルムコンデン
サ或いは積層セラミックコンデンサ等であることが望ま
しい。

このようなコンデンサを使用しても、従来例に比し容量
が１／１００以下と小さいから、入力側平滑コンデンサ
のサイズは小型になる。

第５図は、この回路例と従来例とを比較説明するための
電圧または電流を示す波形図であり、同図（ａ）は整流
器２が出力する余波整流波形を示している。

第５図（ｂ）は従来例（第６図）の電解コンデンサ３の
端子電圧を、同図（ｃ）は同じくその充電電流を示し、
図から明らかなように、充電時間は短くその瞬時電流値
が大きい。

第５図（ｄ）は従来例から電解コンデンサ３を除いた場
合に整流器２を流れる電流を示し、ノイズとなる高周波
成分が極めて大きいことが分かる。

第５図（ｅ）はこの回路例におけるコンデンサ７の端子
電圧を、同図（ｆ）は整流器２を流れる電流を示す。

スイッチング周波数が高い為に、コンデンサ７は破線で
示した整流波形の電圧まで充電されないうちに放電を開
始し、ｏｖまで放電し切れないうちに充電が開始される
。

そのために、コンデンサ７の端子電圧は、整流波形の電
圧が０になる近傍を除いて、交流電源１の電圧絶対値に
相似し、それより低い電圧の波形を示している。

したがって、電流が整流器２を流れる時間が長くなりそ
の瞬時電流値が小さくなると共に、電流の流れない時間
が短くなるから、力率が改善される。

しかしながら、短かくはなっても電流が流れず変換トラ
ンス８の２次側に電力が供給されない時間があるから、
その間は出力電力が出力側の平滑コンデンサＣ１の放電
により供給されるため、出力電圧Ｅ１は第５図（ｇ）に
矢示するように部分的な電圧降下すなわちリップルが発
生する。

第１図は、この発明の一実施例を示す回路図であり、例
えば基準電圧２４Ｖの駆動用電源である第１の出力回路
と、基準電圧５ｖの制御用電源である第２の出力回路と
の２出カスイツチングレギユレータの場合を示している
。

この実施例の入力側平滑コンデンサ７は、第４図に示し
た回路例と同じく比較的小容量であるから、第５図に示
した電圧・電流波形図から明らかなように、電源スィッ
チＳＷを閉じて電源オンした時に突入電流が殆んど見ら
れず、使用中の力率も遥かに改善されている。

変換トランス８の１次巻線に並列に設けられた抵抗Ｒ５
，コンデンサＣ８およびダイオードＤＳからなるスナバ
回路は、スイッチング素子であるトランジスタＱ１をオ
ン・オフした時に変換トランス８の１次巻線に生ずる異
常なトランジェント波形を吸収して、スイッチングをス
ムースに行なわせる為の回路である。

第１の出力回路およびそのフィードバック回路は、回路
例（第４図）と全く同様であり、同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。

したがって、第１の出力回路の出力電圧Ｅ１は基準電圧
２４Ｖになるように制御されているが、第５図（ｇ）に
示したような若干のリップルは避けられない。

このリップルは無負荷（負荷はブリーダ抵抗Ｒ１のみ）
の時は極めて小さく、モータ、クラッチ、ソレノイド等
の叩動機構が作動して負荷が大きくなるにつれてリップ
ルも大きくなる。

出力側の平滑コンデンサＣ１の容量を大きくすればリッ
プルは抑えられるが、容量が大きくなり過ぎるとフィー
ドバック回路のレスポンスが遅くなり出力電圧Ｅ１がか
えって不安定になる。

一般に、駆動用電源には多少リップルが残っていても実
用上差支えない場合が多い。

第１の出力回路の出力の一部は、逆流阻止用のダイオー
ドＤ８を直列素子、平滑用コンデンサＣ８を並列素子と
して構成されたＬ形四端子回路を通って第２の出力回路
を構成する安定化電源回路２０に入力する。

安定化電源回路２０はシリーズ方式でもチョッパ方式で
もよいが、この回路では効率が優れ小容量の制御素子が
使える降圧型チョッパ方式の例で説明する。

この安定化電源回路２０は、第２の出力電圧Ｅ２に応じ
てパルス幅変調されるパルス信号を出力する制御ドライ
バ２１と、制御ドライバ２１が出力するパルス信号によ
り駆動されるチョッパ用のトランジスタＱ３と、チョー
クＬ３と平滑コンデンサＣ３とからなるチョーク入力型
平滑回路と。

転流ダイオードＤ３と、ブリーダ抵抗Ｒ３及びバイパス
コンデンサＣ４とから構成され、出力電圧Ｅ２を第２の
基準電圧５ｖに安定化する。

一般に、制御用電源は駆動用電源に比べて安定した出力
電圧が要求されているが、負荷の変動は極めて少ない。

そのため、トランジスタＱ３のオンデユーテイ比は主と
して入力電圧（コンデンサＣ８の端子電圧）に応じて変
化し、入力電圧が高い時は小さくなり、出力電圧と等し
い時は１になる。

したがって、第２の出力回路の出力電圧Ｅ２は、第１の
出力回路の出力電圧Ｅ１が第２の基準電圧５ｖ以上あれ
ば安定化されており、Ｅｌの平均値が５ｖよりも高くコ
ンデンサＣ８の容量が十分大きければ、若し瞬間的にＥ
ｌ〈５ｖになっても、ダイオードＤ８が逆流を阻止する
からコンデンサＣ８が電力源となって、その端子電圧が
５ｖに降下するまで安定化されている。

一般に、基準電圧２４Ｖである出力電圧Ｅ１のリップル
が相当大きい場合でも５ｖまで降下することはなく、仮
りに瞬間時にｏｖまで降下したとしても、制御用電源で
ある第２の出力回路の出力電圧Ｅ２は５ｖに安定化され
ている。

第２図及び第３図は、電源スィッチＳＷを開くか停電等
によって電源オフになった時の出力電圧Ｅ１ｔＥ２の変
化を示す電圧波形図であり、それぞれ破線と実線で示し
ている。

第２図は、第１の出力回路の駆動用負荷がない（駆動用
機器がすべてオフである）場合の例を示したものである
。

第１の出力回路の実際上の負荷はブリーダ抵抗Ｒ１と第
２の出力回路の入力だけであるから、出力電圧Ｅ１の２
４Ｖから始まる電圧降下はゆるやかであり、５ｖになる
（時点の）までは出力電圧Ｅ２は安定化している。

それ以後は、出力電圧Ｅ２は同じ降下率を保つ出力電圧
Ｅ１と一緒に降下してゆく。

出力電圧Ｅ１が５ｖ未満の成る電圧に達する（時点の）
と、制御ドライバ２１が作動不能になってトランジスタ
Ｑ３−がオフになるから、第２の出力回路の電力源はコ
ンデンサＣ３のみとなり出力電圧Ｅ２は急速に降下する
が、第１の出力回路の負荷はブリーダＲ１のみとなり出
力電圧Ｅ１はさらにゆっくりと降下するようになる。

時点■までは制御系が正常に作動しており、そ九以降に
制御系が制御を失った時には駆動用電源の出力電圧Ｅ１
が５ｖ未満に低下しているから、２４Ｖで作動する駆動
用機器が暴走する恐れはない。

第３図は、第１の出力回路の負荷である駆動用機器がオ
ンしている時に電源オフになった場合の例を示したもの
である。

出力電圧Ｅ１は無負荷の時（第２図）に比べて急速に降
下するが、出力電圧Ｅ２は逆流阻止用ダイオードＤ８と
平滑用コンデンサＣ８の作用によって、出力電圧Ｅ１が
５ｖを切った（時点■）のちも成る一定時間５ｖに安定
している。

つぎに、逆流阻止用ダイオードＤ８と平滑用コンデンサ
Ｃ８からなるＬ型西端子回路がなく、第１の出力回路の
出力端が直接に第２の出力回路の入力端に接続されてい
る場合について説明する。

連続使用中には、第１の出力回路の負荷が最大になり出
力電圧Ｅ１のリップルが最大になった時でも、出力電圧
Ｅ１の最小値が５ｖを超えていれば何等問題はなく、瞬
間的に５ｖ以下になってもその時間が短かくコンデンサ
Ｃ３の容量が十分大きければ第２の出力回路の出力電圧
Ｅ２にはリップルが現れない。

電源オフ時には、第１の出力回路が無負荷であれば第２
図に示した波形と全く同じ経過をたどり、第１の出力回
路に負荷がかつていると、第２図に示した波形と相似で
負荷が大きい程時間軸が短縮されたような経過をたどる
。

したがって、第１の出力回路にかかる負荷が最大の時で
も、電源オフから出力電圧Ｅ１が５ｖを切るまでの時間
が制御系の必要とする時間より大きければ駆動系が暴走
する恐れはない。

したがって、請求項１の発明において、上記の条件を満
足するように回路常数を設定すれば目的を達成すること
が出来る。

請求項２の発明によれば、設計時に予期しないエラー等
の原因により第１の出力回路に過大な負荷がかかった場
合にも対応することが出来１回路常数の設定にも余裕が
とれて、より安全で確実な効果が得られる。

したがって、電源オフの割込みによって、各駆動用機器
をシーケンシャルにオフさせるまで、制御系は正常に作
動しているから、制御系が制御を失って駆動用機器が暴
走することがない。

以上、降圧型チョッパ方式の安定化電源回路２０の例に
ついて説明したが、シリーズ型ドロッパ方式の場合は制
御ドライバ２１が基準電圧を内蔵した差動アンプに、チ
ョッパ用トランジスタＱ３がパワートランジスタに変り
、チョークＬ３と転流ダイオードＤ３が不要になるだけ
で、その作用及び効、果は同じである６ また、第１の出力回路を駆動用電源、第２の出力回路を
制御用電源とした２出カスイツチングレギユレータの例
について説明したが、この発明をさらに多出力のスイッ
チングレギュレータに適用出来ることはいうまでもない
。

例えば、第１の出力回路からさらに放電用の高圧回路の
電源をとった場合も、同様にして、制御を失ったことに
よる高電圧の残留を防止し、力率を改善する効果がある
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、小型軽量で電
力効率がよいという長所を生かしながら。

力率がよく電源オフ時の立下り特性が優れた多出力スイ
ッチングレギュレータを提供することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図及び
第３図は同じくその電源オフ時の出力電圧の変化を示す
波形図、 第４図はこの発明の基礎となる回路を説明するための回
路図、 第５図は同じくその各部の波形図、 第６図は従来の多出力スイッチングレギュレーター例を
示す回路図である。 １・・・交流電源　　　　　　２・・・整流器７・・・
コンデンサ（入力側平滑コンデンサ）８・・・変換トラ
ンス １１・・・制御回路　　　　　１２・・・ドライバ１３
・・・パルストランス　　１４・・・補助電源２０・・
・安定化電源回路　　２１・・・制御ドライバＱ１・・
・トランジスタ（スイッチング素子）Ｄ８・・・ダイオ
ード（直列素子） Ｃ８・・・コンデンサ（並列素子） 第２図 第３図 ■ →時間 υ 第５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　交流電源に接続された整流器と、 その整流器の直流出力端子間に接続された、変換トラン
   スの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、 その直列回路に並列に接続された、前記スイッチング素
   子のスイッチング周波数に対応する比較的小容量の入力
   側平滑コンデンサと、 前記変換トランスの２次巻線に誘起された電力を平滑整
   流して出力する第１の出力回路と、その第１の出力回路
   の出力電圧に応じて前記スイッチング素子のデューティ
   比を変えることにより、前記出力電圧を安定化するフィ
   ードバック回路と、 前記第１の出力回路の出力の一部を入力し、安定化電源
   回路により降圧して出力する第２の出力回路とから構成
   されたことを特徴とする多出力スイッチングレギュレー
   タ。 ２　前記第１の出力回路の出力端と前記第２の出力回路
   の入力端との間に、それぞれ逆流阻止用ダイオードを直
   列素子、平滑用コンデンサを並列素子として構成された
   Ｌ形四端子回路を介挿した請求項１記載の多出力スイッ
   チングレギュレータ。