JP2017034961A - 多出力型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】回路を簡略化し、回路の体積を縮小し、製造コストを低減することができる多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】１次側巻線及び２次側巻線を含む変圧器と、直流電源の電圧を１次側巻線に入力する否か制御する１次側回路と、２次側巻線で生成された誘起電圧に対して整流ろ過を行う整流ろ過回路と、該直流電圧を該直流電圧の電圧レベルと異なる第１の電圧に変換して出力する第１のレギュレータ回路と、第１の電圧を検出して第１のフィードバック信号を生成する第１のフィードバック回路と、第１の制御信号を生成して第１のレギュレータ回路に出力する第１のレギュレータ制御回路と、を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、複数の異なる電圧を出力し得るＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、電子機器の小型化及び低消費電力化に伴い、多くの電子部品の電源は＋３．３Ｖ系が利用されている。しかし、一部の電子部品は現在でも＋５Ｖ系の電源が利用されており、更に、ＣＰＵ（中央処理装置）等の部品は、＋１２Ｖ系の電源を用いるのが一般的である。このため、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の異なる出力電圧を生成するために、複数の２次側巻線を利用した変圧器を使用していた。

図１は、従来の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を示したものである。当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側回路１１と、変圧器Ｔ１と、第１の整流ろ過回路１２と、第２の整流ろ過回路１３と、第３の整流ろ過回路１４と、レギュレータ回路１５と、レギュレータ制御回路１６と、フィードバック回路１７を備える。１次側回路１１は、直流電源Ｖｄｃに並列に接続されたコンデンサＣ１と、制御回路と、スイッチＱ１を備える。スイッチＱ１は、１次側巻線Ｌｐの一端と直流電源Ｖｄｃの一端の間に設けられると共に、制御回路に制御され、直流電源Ｖｄｃの電圧を１次側巻線Ｌｐに入力させるか否か制御する。

変圧器Ｔ１は、フォワード方式の回路構造を採用しており、１次側回路１１に接続されている。また、変圧器Ｔ１は、複数の異なる電圧を出力するため、一つの１次側巻線Ｌｐに対して、２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２、Ｌｓ３の巻線比に基づいて、直流電源Ｖｄｃの電圧を２次側に伝送させて、整流ろ過回路１２、１３、１４の出力インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３に出力してエネルギーを蓄える。

第１の整流ろ過回路１２は、アノードが２次側巻線Ｌｓ１に接続されたダイオードＤ１１と、カソードがダイオードＤ１１のカソードに接続され、アノードが接地されたダイオードＤ１２と、一端がダイオードＤ１１のカソードに接続されたインダクタＬ１と、一端がインダクタＬ１の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ１１を備える。
次に、第１の整流ろ過回路１２の動作を説明する。制御回路から出力された信号に基づいてスイッチＱ１がオンとなると、ダイオードＤ１１もオンとなり、ダイオードＤ１１は第１の２次側巻線Ｌｓ１が生成した誘起電圧を整流し、インダクタＬ１を介して第１の電圧Ｖ１（＋１２Ｖ）を図示しない負荷に出力する。ここで、インダクタＬ１の他端には、コンデンサＣ１１が接続されているため電気が蓄えられ、インダクタＬ１から出力された電圧は、コンデンサＣ１１の電圧を一定に保とうとする働きにより、平滑化される。なお、このときダイオードＤ１２はオフである。

一方、制御回路から出力された信号に基づいてスイッチＱ１がオフとなると、ダイオードＤ１２がオンとなり、ダイオードＤ１１はオフとなり、インダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーは、ダイオードＤ１２を介して図示しない負荷に供給される。このようにして、安定化した第１の直流電圧Ｖ１を得る。

第２の整流ろ過回路１３は、アノードが２次側巻線Ｌｓ２に接続されたダイオードＤ２１と、カソードがダイオードＤ２１のカソードに接続され、アノードが接地されたダイオードＤ２２と、一端がダイオードＤ２１のカソードに接続されたインダクタＬ２と、一端がインダクタＬ２の他端に接続され、他端が接地されるコンデンサＣ２１とを備える。なお、第２の整流ろ過回路１３の動作は、第１の整流ろ過回路１２と共通するので説明を省略する。異なる点は、第２の電圧Ｖ２が＋５Ｖである点である。

第３の整流ろ過回路１４は、アノードが２次側巻線Ｌｓ３に接続されたダイオードＤ３１と、カソードがダイオードＤ２１のカソードに接続され、アノードが接地されたダイオードＤ３２と、一端がダイオードＤ３１のカソードに接続されたインダクタＬ３と、一端がインダクタＬ３の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサＣ３１を備える。

次に、第３の整流ろ過回路１４の出力を利用した第３の電圧Ｖ３の生成動作を説明する。まず、第３の整流ろ過回路１４に接続されたレギュレータ回路１５は、第３の電圧Ｖ３（＋３．３Ｖ）を出力する。この際、後述するレギュレータ制御回路１６の制御信号に基づいて、第３の電圧Ｖ３の安定した出力を維持するため、レギュレーションを行う。

レギュレータ回路１５の出力に接続されたフィードバック回路１７は、第３の電圧Ｖ３を検出して、フィードバック信号を生成する。また、レギュレータ制御回路１６は、フィードバック回路１７から入力された該フィードバック信号に基づいて該制御信号を生成して、レギュレータ回路１５に出力する。

ＵＳ７６２９７８１

しかし、上述のＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の異なる電圧を出力するために、各出力電圧に対応する異なる２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２、Ｌｓ３を使用している上に、これらの２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２、Ｌｓ３に対応するように、１つの整流ろ過回路１２、１３、１４をそれぞれ設けることが必要となるので、変圧器Ｔ１の２次側巻線の数が増加し、２次側巻線に接続される回路が複雑化するので、多くのスペースが必要となる。
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、変圧器及びその２次側巻線に接続される回路を小型化した多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上述した問題を解決するため、本願発明は以下の構成を備える。直流電源の出力電圧を複数の直流電圧に変換する多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次側巻線及び誘起電圧を生成する２次側巻線を含む変圧器と、該直流電源及び該１次側巻線に接続され、該直流電源の電圧を該１次側巻線に入力するか否か制御する１次側回路と、該２次側巻線に接続され、該２次側巻線で生成された前記誘起電圧に対して整流ろ過を行い、第１の直流電圧を生成して出力する整流ろ過回路と、該第１の直流電圧を取得するように該整流ろ過回路に接続され、該第１の直流電圧を該第１の直流電圧の電圧レベルと異なる第１の電圧に変換して出力するように該第１の直流電圧に対してレギュレーションを行う第１のレギュレータ回路と、該第１の電圧を検出するように該第１のレギュレータ回路に接続され、第１のフィードバック信号を生成する第１のフィードバック回路と、該第１のフィードバック信号を受信するように該第１のフィードバック回路に接続されると共に、該第１のフィードバック信号に基づいて第１の制御信号を生成して該第１のレギュレータ回路に出力する第１のレギュレータ制御回路と、を備え、該第１のレギュレータ回路は、該第１のレギュレータ制御回路から入力される該第１の制御信号に基づいて、該第１の直流電圧に対してレギュレーションを行い、該第１の電圧を生成して出力する。

本発明では、第１のレギュレータ回路は、２次側巻線に接続された整流ろ過回路が出力する第１の直流電圧を取得し、併せてそれを所定の異なる直流電圧に変換して出力し、第１のフィードバック回路は、第１のレギュレータ回路の第１の電圧を検出し、この検出結果を第１のレギュレータ制御回路に出力し、第１のレギュレータ回路は、第１のレギュレータ制御回路から入力された検出結果に基づいて第１の制御信号を生成し、第１のレギュレータ回路を制御し、該第１の直流電圧に対してレギュレーションを行うので、複数の異なる出力電圧が必要とされる時、変圧器の２次側巻線に複数の異なる巻数の２次側巻線、及びこれらにそれぞれ対応する複数の整流ろ過回路を設ける必要がない。つまり、複数の異なる電位の出力電圧を生成することができ、変圧器及びその２次側巻線に接続される回路を小型化でき、本発明の目的を確実に達成できる。

従来の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路のブロック図である。 本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例の回路のブロック図である。 第１の実施例のフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。 本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施例の回路のブロック図である。 第２の実施例のフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。 本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施例の回路のブロック図である。 第３の実施例のフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。 本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施例の回路のブロック図である。 第４の実施例のフライバック回路方式の構造を採用した回路のブロック図である。

（第１の実施例）
図２は本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例の回路のブロック図である。まず、図２の構成を説明する。図２の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側回路２１と、変圧器Ｔ２と、整流ろ過回路２２と、第１のレギュレータ回路２３と、第１のフィードバック回路２４と、第１のレギュレータ制御回路２５を備える。

１次側回路２１は、コンデンサＣ１と、制御回路２０と、スイッチＱ１を備える。ここで、コンデンサＣ１は、直流電源Ｖｄｃに並列に接続される。また、スイッチＱ１は、後述する変圧器Ｔ２の１次側巻線Ｌｐの一端と直流電源Ｖｄｃの一端の間に設けられると共に、制御回路２０に制御され、直流電源Ｖｄｃの電圧を１次側巻線Ｌｐに入力させるか否か制御する。

変圧器Ｔ２は、フォワード方式の回路構造を採用しており、１次側回路２１に接続されている。また、変圧器Ｔ２は１次側巻線Ｌｐ及び２次側巻線Ｌｓを備え、１次側巻線Ｌｐに対する２次側巻線Ｌｓの巻線比に基づいて、直流電源Ｖｄｃを２次側（整流ろ過回路２２）に伝送する。

整流ろ過回路２２は、ダイオードＤ１１と、ダイオードＤ１２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１１を備える。ここで、ダイオードＤ１１は、アノードが２次側巻線Ｌｓに接続される。ダイオードＤ１２はカソードがダイオードＤ１１のカソードに接続され、アノードが接地される。インダクタＬ１は、その一端がダイオードＤ１１のカソードに接続され、変圧器Ｔ２を介して伝送された直流電源Ｖｄｃによりエネルギーを蓄える。コンデンサＣ１１は、その一端がインダクタＬ１の他端に接続され、他端が接地される。

次に、図２の動作を説明する。制御回路２０から出力された信号に基づいてスイッチＱ１がオンとなると、ダイオードＤ１１がオンとなり、ダイオードＤ１１が２次側巻線Ｌｓが生成した誘起電圧を整流し、インダクタＬ１を介して第１の直流電圧Ｖ１（＋１２Ｖ）を図示しない負荷に出力する。

また、このときインダクタＬ１の他端には、コンデンサＣ１１が接続されているため電気が蓄えられ、インダクタＬ１から出力された電圧は、コンデンサＣ１１の電圧を一定に保とうとする働きにより、平滑化される。なお、このときダイオードＤ１２はオフである。

一方、制御回路２０から出力された信号に基づいてスイッチＱ１がオフとなると、ダイオードＤ１２がオンとなり、ダイオードＤ１１はオフとなり、インダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーは、ダイオードＤ１２を介して図示しない負荷に供給される。このようにして、安定化した第１の直流電圧Ｖ１を得る。

また、整流ろ過回路２２に接続された第１のレギュレータ回路２３は、第１の直流電圧Ｖ１が入力され、この第１の直流電圧Ｖ１とは異なる電位の第１の電圧Ｖ２（＋５Ｖ）を出力する。この際、第１のレギュレータ回路２３は、後述する第１のレギュレータ制御回路２５から出力される第１の制御信号に基づいて、第１の電圧Ｖ２を安定して出力するように、レギュレーションを行う。

第１のレギュレータ回路２３の出力側に接続された第１のフィードバック回路２４は、第１の電圧Ｖ２を検出して、その検出結果に基づいて第１のフィードバック信号を生成する。第１のレギュレータ制御回路２５は、第１のフィードバック回路２４から入力された第１のフィードバック信号に基づいて、第１の制御信号を生成して、第１のレギュレータ回路２３に出力する。

以上のように、本実施例に係る多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のレギュレータ回路２３が整流ろ過回路２２の出力端から第１の直流電圧Ｖ１を取得すると共に、第１のレギュレータ制御回路２５からの第１の制御信号に基づいて第１の直流電圧Ｖ１に対してレギュレーションを行い、第１の電圧Ｖ２に変換して安定して出力するので、外部の要因（例えば入力電圧の変動若しくは負荷の大きさの変動）によって影響を受けても、電圧が変動されにくくなる。

更に、変圧器Ｔ２の２次側に２以上の２次側巻線と整流ろ過回路を対応するように設ける必要がなく、異なる出力電圧（即ち第１の電圧Ｖ２）を生成することができるので、変圧器Ｔ２の回路を簡単にでき、変圧器Ｔ２の製造コストを低減させることができる他、変圧器Ｔ２の体積を相対的に縮小させて、回路スペースを有効に活用することができる。すなわち、変圧器及びその２次側巻線に接続される回路を小型化することができる。

図３は上記第１の実施例にフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。図３と図２の主な相違点は、図３のフライバック方式の回路構造の変圧器Ｔ２’はエネルギーを蓄えることができ、エネルギーを伝送して整流ろ過回路２２’に出力することである。

図３の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側回路２１と、変圧器Ｔ２’と、整流ろ過回路２２’と、第１のレギュレータ回路２３と、第１のフィードバック回路２４と、第１のレギュレータ制御回路２５を備えるが、図２（変圧器Ｔ２がフォワード方式）の例と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

整流ろ過回路２２’の構成を説明する。整流ろ過回路２２’は、アノードが変圧器Ｔ２’の２次側巻線Ｌｓに接続されたダイオードＤ１１と、一端がダイオードＤ１１のカソードに接続されると共に他端が接地されたコンデンサＣ１１を備える。

次に、図３の動作を説明する。制御回路２０から出力される信号に基づいて、スイッチＱ１がオンとなると、変圧器Ｔ２’の１次側巻線Ｌｐに電流が流れ、エネルギーが蓄えられる。このとき、ダイオードＤ１１はオフである。

一方、制御回路２０から出力される信号に基づいて、スイッチＱ１がオフとなると、蓄えられていたエネルギーが、変圧器Ｔ２’の２次側巻線ＬｓからダイオードＤ１１を介して出力される。なお、整流ろ過回路２２’の出力電圧である第１の直流電圧Ｖ１（例えば＋１２Ｖ）を利用した第１の電圧Ｖ２（例えば＋５Ｖ）の生成動作については、図２と同様なので説明を省略する。

（第２の実施例）
図４は本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施例の回路のブロック図である。第１の実施例と異なる点は、第１のレギュレータ回路２３の出力側に接続された第２のレギュレータ回路２６と、第２のフィードバック回路２７と、第２のレギュレータ制御回路２８を備えることである。ここで、整流ろ過回路２２の構成及び動作、並びに整流ろ過回路２２の出力電圧（即ち、第１の直流電圧Ｖ１）を利用した第１の電圧Ｖ２の生成動作は図２（第１の実施例）と同様なので説明を省略する。

次に、第１の電圧Ｖ２を利用した第２の電圧Ｖ３の生成動作を説明する。まず、第１のレギュレータ回路２３に接続された第２のレギュレータ回路２６は、第１の直流電圧Ｖ１及び第１の電圧Ｖ２とは異なる電位の第２の電圧Ｖ３（例えば＋３．３Ｖ）を出力する。

この際、後述する第２のレギュレータ制御回路２８から出力される第２の制御信号に基づいて、第２の電圧Ｖ３の安定した出力を維持するために、第２のレギュレータ回路２６はレギュレーションを行なう。

第２のレギュレータ回路２６の出力に接続された第２のフィードバック回路２７は、第２の電圧Ｖ３を検出して、その検出結果に基づいて第２のフィードバック信号を生成する。また、第２のレギュレータ制御回路２８は、第２のフィードバック回路２７から入力された第２のフィードバック信号に基づいて第２の制御信号を生成して、第２のレギュレータ回路２６に出力する。

このように、本実施例では、第２のレギュレータ回路２６と、第２のフィードバック回路２７と、第２のレギュレータ制御回路２８を設け、第１のレギュレータ回路２３の出力から第１の電圧Ｖ２を取得すると共に、第２の制御信号に基づいてレギュレーションを行い、第２の電圧Ｖ３に変換して出力するので、外部の要因（例えば入力電圧の変動若しくは負荷の大きさの変動）によって影響を受けても、電圧が変動されにくくなる。

なお、図４の実施例では、第１の直流電圧Ｖ１を利用して、２種類の異なる電圧（第１の電圧Ｖ２及び第２の電圧Ｖ３）を生成したが、同様の方法により３種以上の電圧を生成しても差し支えない。すなわち、図示しない新たなレギュレータ回路、フィードバック回路、レギュレータ制御回路の組み合わせを、図４の第２のレギュレータ回路２６の出力に接続して、異なるレベルの出力電圧を生成しても良い。

また、図５は上記第２の実施例にフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。図５の整流ろ過回路２２’の構成及び動作は図３と同様なので説明を省略する。また、第１の電圧Ｖ２及び第２の電圧Ｖ３の生成方法も図４と同様なので説明を省略する。

（第３の実施例）
図６は本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施例の回路のブロック図である。ただし、図１〜図５で説明した構成と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

第１の実施例と異なる点は次のとおりである。即ち、変圧器Ｔ３は、巻線比が異なる第１の２次側巻線Ｌｓ１及び第２の２次側巻線Ｌｓ２を備える。すなわち、変圧器Ｔ３は第１の２次側巻線Ｌｓ１及び第２の２次側巻線Ｌｓ２と１次側巻線Ｌｐの巻線比に基づいて、直流電源Ｖｄｃを２次側へ伝送する。

また、図６の実施例は、第１の２次側巻線Ｌｓ１に接続された第１の整流ろ過回路２２１、及び第２の２次側巻線Ｌｓ２に接続された第２の整流ろ過回路２２２を備え、第１の整流ろ過回路２２１のインダクタＬ１及び第２の整流ろ過回路２２２のインダクタＬ２は、エネルギーを蓄える。

なお、第１の整流ろ過回路２２１は、それを構成する回路素子が図１の整流ろ過回路１２、及び図２の整流ろ過回路２２と同様であり、動作も同様なので説明を省略する。ただし、出力される電圧は第１の直流電圧Ｖ１’（例えば＋１２Ｖ）とする。

第２の整流ろ過回路２２２は、それを構成する回路素子が図１の整流ろ過回路１３と同様であり、動作も同様なので説明を省略する。

レギュレータ回路３１は、第２の整流ろ過回路２２２に接続されており、第２の整流ろ過回路２２２が出力した第２の直流電圧Ｖ２’（例えば＋５Ｖである。なお、第１の直流電圧Ｖ１’、及び第２の直流電圧Ｖ２’を併せて単に「直流電圧」ともいう。）を安定させる。

この際、レギュレータ回路３１は後述するレギュレータ制御回路３３が出力する制御信号に基づいて動作する。また、フィードバック回路３２は第２の直流電圧Ｖ２’を検出する。レギュレータ制御回路３３は、フィードバック回路３２から入力される検出結果に基づいて、該制御信号を生成する。

なお、第２の整流ろ過回路２２２は、第２の２次側巻線Ｌｓ２の巻線比に基づいた電圧を出力するが、例えばレギュレータ回路３１に＋５Ｖを出力した場合には、レギュレータ回路３１は単にレギュレーションのみを行う。一方、第２の２次側巻線Ｌｓ２の巻線比に基づいて、第２の整流ろ過回路２２２がレギュレータ回路３１に＋１２Ｖを出力した場合には、レギュレータ回路３１はレギュレーションに加え、＋１２Ｖの電圧を＋５Ｖに降圧する。他方、第２の２次側巻線Ｌｓ２の巻線比に基づいて、第２の整流ろ過回路２２２がレギュレータ回路３１に＋３．３Ｖを出力した場合には、レギュレータ回路３１はレギュレーションに加え、＋３．３Ｖの電圧を＋５Ｖに昇圧する。即ち、レギュレータ回路３１は、必要とされる電圧に基づいて適宜レギュレーションのみを行い又はレギュレーションに加えて昇圧・降圧を行う。

また、レギュレータ回路３１、フィードバック回路３２及びレギュレータ制御回路３３の組み合わせからなる回路は、必ずしも必要ではなく、省略しても差し支えない。

次に、第２の直流電圧Ｖ２’を利用した第１の電圧Ｖ２の生成動作を説明する。本実施例では、レギュレータ回路３１の出力側に第１のレギュレータ回路２３が接続されていて、第１のレギュレータ回路２３は、第１の直流電圧Ｖ１’及び第２の直流電圧Ｖ２’とは異なる電位の第１の電圧Ｖ２（例えば＋３．３Ｖ）を出力する。

この際、後述する第１のレギュレータ制御回路２５から出力される第１の制御信号に基づいて、第１の電圧Ｖ２の安定した出力を維持するために、レギュレーションを行う。

第１のレギュレータ回路２３の出力に接続された第１のフィードバック回路２４は、第１の電圧Ｖ２を検出して、その検出結果に基づいて第１のフィードバック信号を生成する。第１のレギュレータ制御回路２５は、第１のフィードバック回路２４から入力された第１のフィードバック信号に基づいて、第１の制御信号を生成して、第１のレギュレータ回路２３に出力する。

また、図７は上記第３の実施例にフライバック方式の回路構造を採用した回路のブロック図である。この図７の実施例が図６の実施例と異なる点は、変圧器Ｔ３’がエネルギーを蓄えると共に、エネルギーを対応する第１の整流ろ過回路２２１’及び第２の整流ろ過回路２２２’に伝送することである。なお、第１の直流電圧Ｖ１’の生成方法、第２の直流電圧Ｖ２’の生成方法、及び第１の電圧Ｖ２の生成方法は、図６と同様なので説明を省略する。

（第４の実施例）
図８は本発明の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施例の回路のブロック図である。ここで、第３の実施例と異なる点は、第１のレギュレータ回路２３の出力側に接続された第２のレギュレータ回路２６、第２のフィードバック回路２７、及び第２のレギュレータ制御回路２８を備えることであり、その他の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

次に、第１の電圧Ｖ２を利用した第２の電圧Ｖ３の生成動作を説明する。まず、第１のレギュレータ回路２３に接続された第２のレギュレータ回路２６は、第１の直流電圧Ｖ１’、第２の直流電圧Ｖ２’、及び第１の電圧Ｖ２とは異なる電位の第２の電圧Ｖ３（例えば＋２．５Ｖ）を出力する。

この際、第２のレギュレータ回路２６は、後述する第２のレギュレータ制御回路２８から出力される第２の制御信号に基づいて、第２の電圧Ｖ３の安定した出力を維持するために、レギュレーションを行う。

第２のレギュレータ回路２６の出力に接続された第２のフィードバック回路２７は、第２の電圧Ｖ３を検出して、その検出結果に基づいて第２のフィードバック信号を生成して出力する。

また、第２のレギュレータ制御回路２８は、第２のフィードバック回路２７から入力された第２のフィードバック信号に基づいて第２の制御信号を生成して、第２のレギュレータ回路２６に出力する。

このため、第２のレギュレータ回路２６は一定の第２の電圧Ｖ３を安定して出力することができ、外部の要因（例えば入力電圧の変動若しくは負荷の大きさの変動）によって影響を受けても、電圧が変動されにくくなる。

なお、第２のレギュレータ回路２６は第１の整流ろ過回路２２１の出力端に接続させても差し支えなく、第１の直流電圧Ｖ１’を取得して、第２の電圧Ｖ３を出力しても良い。

上述した説明から分かるように、図８の実施例は、複数の制御信号を生成して複数のレギュレータ回路にレギュレーションさせるので、変圧器Ｔ３の２次側巻線の数、及び対応する整流ろ過回路を増加させなくとも、複数の異なるレベルの出力電圧を生成して、安定した出力を維持することができる。

同様に、第４の実施例は図９に示すフライバック方式の回路構造を採用することによっても実現できる。変圧器Ｔ３’、第１の整流ろ過回路２２１’、第２の整流ろ過回路２２２’の構成及び動作は図７と同様なので説明を省略する。また、その他の構成についても図８と同様なので、同一の符号を付して説明を省略する。

以上のように、上述した実施例は、レギュレータ回路が、２次側巻線に接続された整流ろ過回路の出力から直流電圧を取得し、併せてフィードバック回路によりレギュレータ回路の出力電圧を検出し、この検出結果をレギュレータ制御回路に出力し、レギュレータ制御回路が生成した制御信号に基づいて、レギュレータ回路を制御し、出力電圧に対してレギュレーションを行うので、複数の出力電圧が必要とされる時、変圧器の２次側巻線に複数の異なる巻数の２次側巻線及び対応する整流ろ過回路を必要とされる出力電圧の数と同じ数量で設ける必要がない。即ち、複数の異なる電位の出力電圧を生成するための変圧器の回路を簡単にすることができるだけでなく、変圧器の製造コストを下げることができ、併せて変圧器の体積を相対的に縮小できるので、回路スペースを有効に活用でき、本発明の効果と目的を確実に達成できる。

以上のように述べたものは、本発明の好ましい実施例に過ぎず、これを以って本発明の範囲を実施例に記載した範囲に限定するものではなく、およそ本発明の特許請求の範囲及び明細書に基づいてなされる簡単な作用効果が等しい構成要素の変更や追加についても、本発明の特許請求の範囲に含まれるものとする。

２０ 制御回路
２１ １次側回路
２２、２２’ 整流ろ過回路
２３ 第１のレギュレータ回路
２４ 第１のフィードバック回路
２５ 第１のレギュレータ制御回路
２６ 第２のレギュレータ回路
２７ 第２のフィードバック回路
２８ 第２のレギュレータ制御回路
３１ レギュレータ回路
３２ フィードバック回路
３３ レギュレータ制御回路
２２１、２２１’ 第１の整流ろ過回路
２２２、２２２’ 第２の整流ろ過回路
Ｔ２、Ｔ２’、Ｔ３、Ｔ３’ 変圧器
Ｖｄｃ 直流電源
Ｖ１、Ｖ１’ 第１の直流電圧
Ｖ２ 第１の電圧
Ｖ２’ 第２の直流電圧
Ｖ３ 第２の電圧
Ｌｐ １次側巻線
Ｌｓ ２次側巻線
Ｌｓ１ 第１の２次側巻線
Ｌｓ２ 第２の２次側巻線
Ｃ１ コンデンサ
Ｑ１ 電源スイッチ

Claims (8)

1. 直流電源の出力電圧を複数の直流電圧に変換する多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   １次側巻線及び誘起電圧を生成する２次側巻線を含む変圧器と、
   該直流電源及び該１次側巻線に接続され、該直流電源の電圧を該１次側巻線に入力するか否か制御する１次側回路と、
   該２次側巻線に接続され、該２次側巻線で生成された前記誘起電圧に対して整流ろ過を行い、直流電圧を生成して出力する整流ろ過回路と、
   該直流電圧を取得するように該整流ろ過回路に接続され、該直流電圧を該直流電圧の電圧レベルと異なる第１の電圧に変換して出力するように該直流電圧に対してレギュレーションを行う第１のレギュレータ回路と、
   該第１の電圧を検出するように該第１のレギュレータ回路に接続され、第１のフィードバック信号を生成する第１のフィードバック回路と、
   該第１のフィードバック信号を受信するように該第１のフィードバック回路に接続されると共に、該第１のフィードバック信号に基づいて第１の制御信号を生成して該第１のレギュレータ回路に出力する第１のレギュレータ制御回路と、
   を備え、
   該第１のレギュレータ回路は、該第１のレギュレータ制御回路から入力される該第１の制御信号に基づいて、該直流電圧に対してレギュレーションを行い、該第１の電圧を生成して出力することを特徴とする多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の電圧を取得するように前記第１のレギュレータ回路に接続され、該第１の電圧を前記直流電圧の電圧レベルと異なる第２の電圧に変換して出力するように該第１の電圧に対してレギュレーションを行う第２のレギュレータ回路と、
   該第２の電圧を検出するように該第２のレギュレータ回路に接続され、第２のフィードバック信号を生成する第２のフィードバック回路と、
   該第２のフィードバック信号を受信するように該第２のフィードバック回路に接続され、該第２のフィードバック信号に基づいて第２の制御信号を生成して該第２のレギュレータ回路に出力する第２のレギュレータ制御回路と、
   を備え、
   該第２のレギュレータ回路は、該第２のレギュレータ制御回路から入力される該第２の制御信号に基づいて、該第１の電圧及び該直流電圧の電圧レベルと異なる該第２の電圧に変換して出力するように該第１の電圧に対してレギュレーションを行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記変圧器は、第１の２次側巻線及び第２の２次側巻線を具備し、
   前記整流ろ過回路は、第１の整流ろ過回路及び第２の整流ろ過回路を具備し、
   該第１の整流ろ過回路は、該第１の２次側巻線に接続され、該第１の２次側巻線が生成する誘起電圧に対して整流ろ過を行い、第１の直流電圧を生成して出力し、
   該第２の整流ろ過回路は、該第２の２次側巻線に接続され、該第２の２次側巻線が生成する誘起電圧に対して整流ろ過を行い、該第１の直流電圧の電圧レベルと異なる第２の直流電圧を生成して出力し、
   該第１のレギュレータ回路は、該第２の整流ろ過回路に接続され、該第１の制御信号に基づいて、該第２の直流電圧を該第１の直流電圧及び該第２の直流電圧の電圧レベルと異なる該第１の電圧に変換して出力するように該第２の直流電圧に対してレギュレーションを行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記第１の電圧を取得するように前記第１のレギュレータ回路に接続され、該第１の電圧を該第１の電圧、前記第１の直流電圧、及び前記第２の直流電圧の電圧レベルと異なる第２の電圧に変換して出力するように該第１の電圧に対してレギュレーションを行う第２のレギュレータ回路と、
   該第２の電圧を検出するように該第２のレギュレータ回路に接続され、第２のフィードバック信号を生成する第２のフィードバック回路と、
   該第２のフィードバック信号を受信するように該第２のフィードバック回路に接続され、該第２のフィードバック信号に基づいて第２の制御信号を生成して該第２のレギュレータ回路に出力する第２のレギュレータ制御回路と、
   を備え、
   該第２のレギュレータ回路は、該第２のレギュレータ制御回路から入力される該第２の制御信号に基づいて該第１の電圧に対してレギュレーションを行う、
   ことを特徴とする請求項３に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記第１の直流電圧を取得するように前記第１の整流ろ過回路に接続され、該第１の直流電圧を、前記第１の電圧、該第１の直流電圧及び前記第２の直流電圧の電圧レベルと異なる第２の電圧に変換して出力するように該第１の直流電圧に対してレギュレーションを行う第２のレギュレータ回路と、
   該第２の電圧を検出するように該第２のレギュレータ回路に接続され、第２のフィードバック信号を生成する第２のフィードバック回路と、
   該第２のフィードバック信号を受信するように該第２のフィードバック回路に接続されると共に、該第２のフィードバック信号に基づいて第２の制御信号を生成して該第２のレギュレータ回路に出力する第２のレギュレータ制御回路と、
   を備え、
   該第２のレギュレータ回路は、該第２のレギュレータ制御回路から入力される該第２の制御信号に基づいて該第１の直流電圧に対してレギュレーションを行う、
   ことを特徴とする請求項３に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記第２の整流ろ過回路に接続されるレギュレータ回路、フィードバック回路、及びレギュレータ制御回路を備え、
   該レギュレータ回路は、前記第２の直流電圧を取得し、前記第２の直流電圧に対してレギュレーションを行い、
   該フィードバック回路は、該レギュレータ回路に接続され、該第２の直流電圧を検出してフィードバック信号を生成し、
   該レギュレータ制御回路は、該フィードバック信号を受信するように該フィードバック回路に接続され、該フィードバック信号に基づいて制御信号を生成して該レギュレータ回路に出力する、ことを特徴とする請求項３に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. フォワード方式の回路構造を採用した、ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. フライバック方式の回路構造を採用した、ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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