JPH0487565A - スイツチングレギユレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、スイッチングレギュレータに関し。

特に力率、ＶＡ効率を改善したスイッチングレギュレー
タに関する。

〔従来の技術〕

複写機、プリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置その
他のＯＡ機器用直流電源装置として、小型軽量、低コス
ト、高効率で優れた電圧安定性を有するＤＣ−ＤＣコン
バータを含むスイッチングレギュレータが広く使用され
ている。

これらＯＡ機器の発達は目覚ましく、特に普通紙に画像
を形成する画像形成装置例えば複写機は高速化、多機能
化に供って、その直流電源の容量の増加が著しい。

例えば駆動源であるモータはその回転数を正確に制御す
るためにＡＣモータからＤＣモータに変り、高圧電源の
種類も増えているから、従来１００ＶＡ程度であった直
流電源の容量が４００ＶＡ級から５００ＶＡ級になり、
なかには６００ＶＡを超える機種も現れ、しかも厳しい
電圧安定性が要求されている。

したがって、効率を落して電圧を安定化しているドロッ
パ型電源はサイズの大型化と大量の発熱を供なうという
問題があり、それらの問題は小型。

高効率（したがって発熱も少ない）スイッチングレギュ
レータにより解決している。

しかしながら、そのＤＣ−ＤＣコンバータに交流電源か
らの交流電力を整流平滑化してＤＣ電力を供給する整流
平滑回路として、例えば特開昭６４−４０８４９号公報
に示されたようなコンデンサ入力型はダイオードブリッ
ジの８力を大容量の平滑コンデンサで平滑化するため、
短時間に過大な充電ピーク電流が流れるから波形が著し
く歪み、力率が悪化する。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が優れていて
も１組合される整流平滑回路の力率が悪いと、効率と力
率との積であるＶＡ効率（呂力ＶＡ／入力ＶＡ）がよく
ならない。

そのため１例えば特開昭６３−２３５６１号公報に示さ
れたように、平滑コンデンサを使用せず全波整流した直
流を直接にＤＣ−ＤＣコンバータに入力して力率を改善
する提案があった。

また、第７図に示すように、交流電源３１からの交流電
力をダイオードブリッジ３２で整流し。

チョークコイル３４を介して平滑コンデンサ３３を充電
してＤＣ−ＤＣコンバータ３６に供給するチョーク入力
型整流平滑回路もよく知られている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、前者の提案は、平滑コンデンサを除いた
ことにより生じる整流電力のゼロクロス付近のスイッチ
ング不安定を解決するために別に補助の電源回路が必要
となり１回路が複雑で部品点数が増大し、コストアップ
を招く等の問題があった。

また、後者のチョーク入力型の平滑回路は、力率と電圧
レギュレーションの点で優れているが、商用電源周波数
（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）で作動するため高周波のスイッ
チング周波数（５０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚ）で作動する
ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス、チョークコイルに比
へて遥かに大型で重く、コストも高くなる欠点があり、
無理に小型化しようとすれば発熱が増大して放熱板、冷
却ファン等が必要になり、小型化が困難であった。

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、出力
が大きい時に初段の整流平滑回路における充電ピーク電
流を抑制して力率を改善し、総合的にＶＡ効率の改善さ
れた比較的小型軽量のスイッチングレギュレータを提供
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、上記の目的を達成するため、交流電源から
入力する交流電力を整流素子と平滑コンデンサとにより
整流平滑し、その整流平滑された１次直流電力をトラン
スの１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子によ
りオン・オフし、トランスの２次巻線に誘起された電力
をさらに整流平滑して得られた２次直流電力を出力する
と共に、その２次直流電力の出力電圧または電流に応じ
てスイッチング素子のデユーティ比を制御することによ
り出力電圧または電流を安定化するスイッチングレギュ
レータにおいて、 第１の発明は、交流電源と平滑コンデンサとの間に直列
に挿入する力率改善用のチョークコイルとそのバイパス
スイッチとからなる並列回路と、スイッチング素子を流
れる電流の平均値を検出する電流検出手段と、その電流
検出手段が検出した電流の平均値が所定値以下の時はバ
イパススイッチをオンし、所定値を超えた時はオフする
バイパススイッチ制御手段とを設けたものである。

第２の発明は、交流電源と平滑コンデンサとの間に直列
に挿入する力率改善用のチョークコイルとそのバイパス
スイッチとからなる並列回路と、スイッチング素子を流
れるオン時の電流を検出する電流検出手段と、その電流
検出手段が検出したオン時の電流が所定値以下の時はバ
イパススイッチをオンし、所定値を超えた時はオフする
バイパススイッチ制御手段とを設けたものである。

〔作　用〕

このように構成したスイッチングレギュレータは、電流
検出手段が第１の発明はスイッチング素子を流れる電流
の平均値を、第２の発明はオン時の電流をそれぞれ常時
検出し、バイパススイッチ制御手段は、スタンバイある
いは通常動作中の出力電流が比較的小さく従って電流検
出値が所定値以下の時はバイパススイッチをオンにして
チョークコイルの両端子間をショートさせ、コンデンサ
入力型として作用しているが、出力電流が大きく流れ電
流検出値が所定値を超えた時にはバイパススイッチをオ
フにし、チョーク入力型として作用する。

そのため、大出力時の力率が改善さ九で大きなピーク電
流が抑制され、総合的にＶＡ効率が改善される。

また、一般に出力電流が大きく流れる時間は短かく、通
常は休止しているから、チョークコイルは比較的小型軽
量のものでよい。

〔実施例〕

以下２、この発明の一実施例を図面を参照して具体的に
説明する。

第１図は、この発明によるスイッチングレギュレータの
一実施例を示す回路図である。

このスイッチングレギュレータは、交流電源１から入力
する交流電力を１次直流電力に変換する整流平滑回路を
構成する整流素子であるダイオードブリッジ２および平
滑コンデンサ３と、交流電源１とダイオードブリッジ２
との間に直列に接続された並列回路を構成するチョーク
コイル４およびバイパススイッチである双方向３端子サ
イリスタいわゆるトライアック５と、４個のそれぞれ出
力電圧の異なる２次直流電力が得られるＤＣ−ＤＣコン
バータ６と、そのＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチン
グ素子を制御すると共に、トライアック５のオン・オフ
を制御するバイパススイッチ制御手段でもある制御回路
７と、その制御回路７が出力するオン・オフ信号に応じ
てトライアック５をトリガする発光部８ａ、受光部８ｂ
からなるホトカプラ８とから構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、１次巻＠ＮＰと４個の２次
巻線ＮＳＬ、ＮＳ２．ＮＳ３．ＮＳ４とを有するトラン
ス１０と、電流検出回路９とトランス１０の１次巻１１
ＮＰと直列回路を形成し平滑コンデンサ３から入力する
１次直流電力を制御回路７からの制御信号に応じてオン
・オフするスイッチング素子であるＦＥＴ　（電界効果
トランジスタ）１１と、トランス１ｏの４個の２次巻線
ＮＳ１、ＮＳ２．ＮＳ３．ＮＳ４にそれぞれ接続された
整流平滑回路２１，２２，２３および整流回路２４とか
ら構成されている。

整流平滑回路２１．２２は、それぞれ整流ダイオードＤ
１．Ｄ２と転流ダイオードＣＤＩ、ＣＤ２と小容量のチ
ョークコイルＬＬ、Ｌ２と大容量の（電解）コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２とから主として構成される。

整流平滑回路２１は、コンデンサｃ１に充電されている
ほぼ安定化された直流電力を更に３端子レギュレータ１
２によりＤＣ５Ｖに安定化し、制御用電源としてフユー
ズＦＵＩを介して負荷に供給する。

整流平滑回路２２は、コンデンサＣ２に充電されている
直流電力をＤＣ２４Ｖの駆動用電源としてフユーズＦＵ
２を介して負荷に供給するが、その出力電圧は出力電圧
信号として制御回路７にフィードバックされる。

すなわち、その出力電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧
器とシャントレギュレータ１４とにより検出され、発光
部１５ａ、受光部１５ｂからなるホトカプラ１５を介し
て制御回路７にフィードバックされる。

整流平滑回路２３は、整流ダイオードＤ３と（電解）コ
ンデンサＣ３とから構成され、コンデンサＣ３に充電さ
れているほぼ安定化された直流電力を制御回路７に供給
している。

なお、平滑コンデンサ３に並列に接続された抵抗Ｒ５，
Ｒ６からなる分圧器と、その分圧点と制御回路７とを結
ぶダイオードＤ５とは、このスイッチングレギュレータ
の電源オン時に先ず制御回路７を起動し、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ６がスタートして整流平滑回路２３が規定の電
圧に達するまで電力を供給するもので、規定の電圧にな
ればダイオードＤ５は逆流防止用として作用する。

制御回路７は、フィードバックされた出力電圧信号に応
じてＦＥＴＩＩにデユーティ比を変えた制御信号を出力
することにより、交流電源１の電圧や駆動用負荷の変動
があっても、駆動用電源の出力電圧を２４Ｖに安定化す
る。

交流電源１の電圧や駆動用負荷の変動に応じてデユーテ
ィ比が変化する制御信号によるＦＥＴ１１のオン時間の
変動で、コンデンサＣ１の端子間電圧は若干変動するが
、３端子レギユレータ１２により制御用電源としての出
力電圧は５Ｖに安定化している。

整流回路２４は整流ダイオードＤ４とリミッタ抵抗Ｒ４
とからなり、整流ダイオードＤ３により整流された直流
電流（ゲート電流）がリミッタ抵抗Ｒ４とホトカプラ８
の受光部８ｂを介してトライアック５のゲート電極に供
給されるように接続されている。

ＦＥＴＩＩのソース端子と、平滑コンデンサ３から供給
される１次直流電力のｍ個ラインとの間には、電流検出
手段である電流検出回路９が設けられ、トランス１０の
１次巻線ＮＰとＦＥＴＩＩとの直列回路を流れる電流を
検出して、その電流検出値を制御回路７に出力する。

第２図は、第１の発明による電流検出回路９の第１実施
例９Ａを示す回路図である。

ＦＥＴＩＩを流れる電流は電流検出用の抵抗Ｒｉを通っ
て電圧信号に変換され、スイッチング周波数でオン・オ
フが繰返されるその電圧信号は、抵抗Ｒｉに並列に接続
されたコンデンサＣ１１゜抵抗Ｒ１１からなるローパス
フィルタにより、電流値とデユーティ比との積である電
流の平均値（時間積分値）に対応する電圧信号すなわち
電流検出値に変換されて制御回路７に出力される。

制御回路７は、その電流検出値が予め設定した所定値以
下の時すなわちスイッチングレギュレータの出力が比較
的小さく、トランス１０の１次側電流の平均値も小さい
時は、ホトカプラ８の発光部８ａを点灯し、電流検出値
が所定値を超えた時すなわちスイッチングレギュレータ
の出力が大きい時は、発光部８ａを消灯するように制御
する。

発光部８ａが点灯している間は受光部８ｂがオンになっ
てゲート電流が流れ、トライアック５はトリガされてチ
ョークコイル４の端子間がショートされ、チョークコイ
ル４は作用していない。

発光部８ａが消灯すれば、受光部８ｂはオフになってゲ
ート電流は流れずトライアック５はオフになるから、交
流電源１から入力しダイオードブリッジ２を介して平滑
コンデンサ３を充電する交流電流は、すべてチョークコ
イル４を流れるようになる。

したがって、出力が大きく平滑コンデンサ３の充電電流
も大きくなる時に、チョークコイル４のインダクタンス
によってそのピーク電流が抑制され、力率が改善される
。

第３図は、交流電源１から入力する交流電力の電圧およ
び電流の一例を示す波形図であり、同図（Ａ）は電圧波
形を、同図（Ｂ）、（Ｃ）は電流波形をそれぞれ示す。

第３図（Ａ）に示した電圧波形は特に説明するまでもな
い。

第３図（Ｂ）はチョークコイル４の端子間がショートさ
れてコンデンサ入力型の平滑回路になっている場合の電
流波形であり、短時間に充電電流が流れるため、そのピ
ーク値が極めて大きくなっている。

第３図（Ｃ）は、トライアック５がオフになってチョー
クコイル４が作用し、チョーク入力型の平滑回路になっ
ている場合の電流波形であり、充電時間が長くなってピ
ーク電流が抑制されている。

一般に、制御用電源の負荷は容量（消費電流）が小さく
、その変動も少ない。したがって、整流平滑回路２１の
ドロッパ型安定化電源である３端子レギユレータ１２に
より若干の電力損失（および発熱）が生じても、このス
イッチングレギュレータを設けた本体機器、例えば複写
機全部の消費電力に比べれば微々たるものである。

反対に、駆動用電源の負荷は用紙搬送用モータ。

原稿走査系を駆動するスキャナモータ等の各種モータや
ソレノイド、電磁クラッチ等からなり、容量が大きくし
かも刻々ダイナミックに変動する傾向がある。したがっ
て、整流平滑回路２２の出力電圧の安定化をＤＣ−ＤＣ
コンバータによって行なうことは総合的な効率向上に有
効である。

第４図は、ＡＤＦ　（自動原稿給送装置）を備えた複写
機に設けたスイッチングレギュレータの直流電力の変動
の一例を示す線図であり、縦軸に出力電流を、横軸に時
間をとって示したものである。

時刻Ｔ１以前はスタンバイ状態であり、駆動用電力は冷
却ファン用等の僅かな電流だけが流れている。

制御用電力は、既に説明したように、プリント作業中も
殆んど変化しないが、以下説明するように、駆動用電流
は大きく変動する。

すなわち、時刻ＴＩでプリントスイッチが押されると、
原稿を急速に所定位置まで搬送するために、原稿搬送用
モータが高速回転するから駆動用電源の出力電流が大き
く上昇して第１のピークを形成する。

時刻Ｔ２以降は、駆動用電源から昇圧して得られる各チ
ャージャ等の高圧電源と、それぞれ緩速で移動するスキ
ャナフォーワード、用紙搬送であるから出力電流は比較
的少なく安定している。

時刻Ｔ３になると露光が終了し、用紙搬送は続行したま
まスキャナが高速リターンするので再び出力電流がアッ
プして第２のピークに入る。

時刻Ｔ４になると原稿の急速排出のため、消費電力が最
高になる６ すべての動作が終了した時刻Ｔ５以降は、時刻Ｔ１以前
と同様スタンバイ状態に戻る。

この第４図から明らかなように、スイッチングレギュレ
ータの駆動用電力がピークを示すのは時刻Ｔ１〜Ｔ２お
よび時刻Ｔ３〜Ｔ５の短時間であり、スタンバイ時間の
長い間欠使用は勿論のこと、スタンバイ時間が短かい連
続プリント状態でも時刻Ｔ２〜Ｔ３の比較的消費電力の
少ない安定期間の方がピーク時間より遥かに長い。

消費電力の極めて少ないスタンバイ時および比較的少な
い安定時に力率を改善しても、力率と電力効率との積で
あるＶＡ効率を消費電力とその時間積分を考慮した総合
的なＶＡ効率の向上にはあまり影響しないが、消費電力
がピークになる大電流出力時に力率を改善すれば非常に
有効である。

また、一般にチョークコイルのインダクタンスと電流容
量とを変えないまま小型化しようとすると、損失が増え
て発熱が大きくなる傾向があるので、放熱板や場合によ
っては冷却ファンが必要となって小型化の目的に合わな
くなる。

しかしながら、常時チョークコイルに電流を流さずにバ
イパスさせて置き、短時間のピーク時のみチョークコイ
ルを作動させるようにすれば、多少発熱が大きくなって
も、比較的無理なくチョークコイルを小型軽量化するこ
とが出来る。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチング周波数は数十乃
至数百ＫＨｚと高いので、トランス１０およびその２次
側に設けたチョークコイルＬｌ。

Ｌ２は電力の割に極めて小型であるが、商用５０〜６０
Ｈｚの交流電力を対象とするチョークコイル４は大型で
重く、コストも高いものになる。

このチョークコイル４を小型化する効果、および大電流
時に力率を改善することによるピーク電流の減少により
ダイオードブリッジ２の耐逆電圧。

最大許容順電流が小さくて済み、平滑コンデンサ３に流
れる無効電力が減少して発熱が抑制される効果は大きい
。

第５図は、第２の発明による電流検出回ＭＩ９の第２実
施例９Ｂを示す回路図である。

電流検出用の抵抗Ｒｉには、ダイオードＤ２１と抵抗Ｒ
２１，コンデンサＣ２１からなるローパスフィルタとの
直列回路が並列に接続され、コンデンサＣ２１にはリー
ク抵抗Ｒ２２が並列に接続されている。

このように構成された電流検出回路９Ｂは、ＦＥＴＩＩ
がオフで抵抗Ｒｉの端子間電圧がＯになっている時はダ
イオードＤ２１が逆流防止用として作用するから、コン
デンサＣ２１の端子間には、スイッチング素子であるＦ
ＥＴＩＩがオンの時に流れる電流に対応する電圧信号が
発生し、その電圧信号が電流検出値として制御回路７に
出力される。

制御回路７の作用は、第１実施例と同一であるから説明
を省略する。

第６図は、同じく第２の発明による電流検出回路９の第
３実施例９Ｃを示す回路図である。

この電流検出回路９Ｃの構成は、電流検出用の抵抗Ｒｉ
の端子間電圧を、保護抵抗３１を介して電流検出値とし
て制御回路７に出力するだけの最も簡単なものである。

制御回路７は、ＦＥＴＩＩがオンの間に電流検出値を入
力するが、ＦＥＴＩＩのオン及びオフの時の過渡的な電
流変化を避けるために、ＦＥＴ１１をオンにした時から
一定のタイミングをとって（電流がほぼ安定した時の）
電流検出値を入力し、ホトカプラ８を介してトライアッ
ク５のオン・オフを制御する。

以上説明したように、第１の発明はスイッチング素子を
流れる電流の（デユーティ比の変化も含めた）時間平均
値を、第２の発明はオン時にスイッチング素子を流れる
電流をそれぞれ電流検出値として、トライアック５のオ
ン・オフ即ちコンデンサ入力型かチョーク入力型かの切
換えを制御している。

いずれの発明も、ＤＣ−ＤＣコンバータの外部負荷に出
力する電力の変化を入力側で検出してトライアック５の
オン・オフを制御しているがら。

スイッチングレギュレータが単一出力であっても多出力
であってもよいが、特に多出力であって複数の負荷が互
に独立して大きく変化するような場合にも、８力変化を
１個所で検出して制御することが出来るから、構成およ
び制御手段が簡単である。

電流検出値が出力変化をより正確に捕える点では、第１
の発明による電流の平均値をとる方が優れているが、実
際面ではスイッチングレギュレータの目的すなわち使用
される機器の仕様にもよるが、トライアック５をオン・
オフする出方の限界点はそれ程正確な必要はないから、
第２の発明によるオン時の電流をとってもよく、その場
合は第６図に示した第３実施例のように簡単な電流検出
回路を採用することが出来る。

第１図に示した実施例においては、チョークコイル４と
トライアック５とからなる並列回路を交流電源１とダイ
オードブリッジ２（の交流入力端子）との間に設けたが
、その代りに、チョークコイルとそのバイパススイッチ
とからなる並列回路をダイオードブリッジ２（の直流出
方端子）と平滑コンデンサ３との間に設けても、その効
果は全く同じであり、整流素子であるダイオードブリッ
ジ２の前後は問題でない。

ただし、バイパススイッチとして、ダイオードブリッジ
２の前は交流回路側であるから双方向性のトライアック
５を用いたが、ダイオードブリッジ２の後は直流回路側
であるから（単方向性の）トランジスタが使用される。

以上、このスイッチングレギュレータを複写機に組込ん
だ場合を例として説明したが、静電潜像技術により普通
紙上に画像を形成する画像形成装置すなわちデジタル複
写機、レーザプリンタ等の光プリンタ、高速ファクシミ
リ等の電源装置にも適用出来ることはいうまでもなく、
その他のピーク電力の消費時間の割合が通常電力の消費
時間に対して比較的短かい機器の直流電源装置として使
用することが出来る。

〔発明の効果〕 以上説明したように、この発明によるスイッチングレギ
ュレータは、出力が大きい時に初段の整流平滑回路にお
ける充電ピーク電流を抑制して力率を改善し、比較的小
型軽量で総合的にＶＡ効率を改善することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるスイッチングレギュレータの一
実施例を示す回路図。 第２図は第１の発明による電流検出回路の第１実施例を
示す回路図。 第３図は同じくその入力電圧および電流の一例を示す波
形図。 第４図は同じくその出力電流の変化例を示す線図、第５
図は第２の発明による電流検出回路の第２実施例を示す
回路図、 第６図は同じくその第３実施例を示す回路図、第７図は
スイッチングレギュレータの従来例を示す回路図である
。 １・・・交流電源 ２・・・ダイオードブリッジ（整流素子）３・・・平滑
コンデンサ　　　　４・・・チョークコイル５・・・ト
ライアック（バイパススイッチ）７・・・制御回路（バ
イパススイッチ制御手段）９．９Ａ、９Ｂ、９Ｃ・・・
電流検出回路（電流検出手段） １０・・・トランス １１・・・ＦＥＴ　（スイッチング素子）第４図 第７図 第５ 図 第６図 制御回路７へ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　交流電源から入力する交流電力を整流素子と平滑コ
   ンデンサとにより整流平滑し、その整流平滑された１次
   直流電力をトランスの１次巻線と直列に接続されたスイ
   ッチング素子によりオン・オフし、前記トランスの２次
   巻線に誘起された電力をさらに整流平滑して得られた２
   次直流電力を出力すると共に、その２次直流電力の出力
   電圧または電流に応じて前記スイッチング素子のデュー
   ティ比を制御することにより前記出力電圧または電流を
   安定化するスイッチングレギュレータにおいて、 前記交流電源と前記平滑コンデンサとの間に直列に挿入
   する力率改善用のチョークコイルとそのバイパススイッ
   チとからなる並列回路と、 前記スイッチング素子を流れる電流の平均値を検出する
   電流検出手段と、 その電流検出手段が検出した電流の平均値が所定値以下
   の時は前記バイパススイッチをオンし、所定値を超えた
   時はオフするようにしたことを特徴とするスイッチング
   レギュレータ。 ２　交流電源から入力する交流電力を整流素子と平滑コ
   ンデンサとにより整流平滑し、その整流平滑された１次
   直流電力をトランスの１次巻線と直列に接続されたスイ
   ッチング素子によりオン・オフし、前記トランスの２次
   巻線に誘起された電力をさらに整流平滑して得られた２
   次直流電力を出力すると共に、その２次直流電力の出力
   電圧または電流に応じて前記スイッチング素子のデュー
   ティ比を制御することにより前記出力電圧または電流を
   安定化するスイッチングレギュレータにおいて、 前記交流電源と前記平滑コンデンサとの間に直列に挿入
   する力率改善用のチョークコイルとそのバイパススイッ
   チとからなる並列回路と、 前記スイッチング素子を流れるオン時の電流を検出する
   電流検出手段と、 その電流検出手段が検出したオン時の電流が所定値以下
   の時は前記バイパススイッチをオンし、所定値を超えた
   時はオフするようにしたことを特徴とするスイッチング
   レギュレータ。