JPH03224330A - スペクトラム拡散信号復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明はスペクトラム拡散信号復調回路に関する。

（ロ）従来の技術 従来より、スペクトラム拡散通信システムが知られてい
て、そこでは、情報信号よりも十分広いスペクトラム幅
を有する、たとえば、２進の疑似雑音符号（Ｐｓｅｕｄ
ｅ　Ｎｏ１ｓｅ　Ｃｏｄｅ；以下、単に”ＰＮ符号”と
称す。）でスペクトラムが拡散されたキャリアを送信し
、受信側では、送信側で用いたのと同じＰＮ符号で受信
信号を乗算することによって元の情報信号を復調する。

このスペクトラム拡散通信システムでは、広いスペクト
ラム幅を有するＰＮ符号で情報信号のスペクトラムを拡
散しているため、情報信号を正確に復調するためには、
受信側で生成する復調ＰＮ符号を送信側の変調ＰＮ符号
と同期させる必要がある。

２つのＰＮ符号の同期をとる方法としては、第２２図に
示すタウ・デイザ（ｔａｕ　ｄｉｔｈｅｒ）法が知られ
ている。第２２図において、受信されたスペクトラム拡
散信号は入力端子１を経て乗算器９に入力される。また
Ｖ　ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　０
ｓｃｉ１１ａｔｏｒ）　２の出力がマルチバイブレータ
のような低周波発振器４からの出力信号によって、位相
変調器３において位相変調される。この位相変調器３か
らの出力は選択器６に与えられ、そこにはさらに発振器
５からの発振信号が与えられる。選択！６からは、ＲＳ
フリップフロップ７の出力Ｑのハイレベルまたはローレ
ベルに応答して、上述の２つの入力の何れかが選択的に
出力され、ＰＮ符号発生器８に与えられ、クロック信号
として用いられる。ＰＮ符号発生器８からの復調ＰＮ符
号は乗算器９においてスペクトラム拡散信号と乗算され
る。乗算器９からの出力はバンドパスフィルタ１０を通
して出力端子１７に出力される。

ここで、第２４図を参照して、ＰＮ符号発生器８につい
て説明する。ＰＮ符号発生器８は２ビツトのシフトレジ
スタを構成するＤフリップフロップ８１および８２を含
み、このＤフリップ７０ツブ８１および８２によって構
成されるシフトレジスタのシフトクロックとして選択器
６からの信号（発振器５の発振５信号またはＶＣＯ２の
発振信号）が与えられる。、Ｄフリップフロップ８１お
よび８２の出力はイクスクルーシブオアゲート８３に与
えられ、このイクスクルーシブオアゲート８３の出力は
シフトレジスタの最上位ビットすなわちＤフリップフロ
ップ８１のデータ入力に与えられる。そして、シフトレ
ジスタの最下位ビットすなわちＤフリップフロップ８２
の出力Ｑから復調ＰＮ符号が出力される。

シフトレジスタすなわちＤフリップフロップ８１および
８２の内容が初期的に“１１″であるとすると、イクス
クルーシブオア８３の出力は“０″となり、したがって
選択器６から次のクロックに応じて、Ｄフリップ７０ツ
ブ８１および８２の内容は“０１″となる。そのとき、
イクスクルーシブオア８３は“０″および“１″を受け
ることになり、“１″を出力する。したがって、次のシ
フトクロックが与えられたとき、Ｄフリップフロップ８
１および８２の内容は“１０″となる。従って、イクス
クルーシブオアゲート８３の出力は再び“１”となり、
次のシフトクロックが与えられたとき、Ｄフリップフロ
ップ８１および８２の内容は“１１″となる。このよう
にして、第２５図に示すように、選択器６から与えられ
るクロック毎に、“１”１”０”のような復調ＰＮ符号
ｘ、ｙおよび２が循環的に出力される。したがって、シ
フトクロックの周波数を変化することによって、ＰＮ符
号の位相を変化し得ることがわかる。

第２２図に戻って、バンドパスフィルタ１ｏがらの信号
はまた検波Ｂ１１によってエンベロープ検波される。エ
ンベロープ検波器１１の出力はバンドパスフィルタ１２
を通して乗算５１３に与えられる。ぞして、この乗算器
１３では、低周波発振器４からの出力信号とバンドパス
フィルタ１２からの出力信号とが乗算され、乗算器１３
の出力信号はローパスフィルタ１４を経て、制御信号と
して、ＶＣＯ２に与えられる。

なお、前述のバンドパスフィルタ１０の出力はさらにレ
ベル検波器１５にも供給され、このレベル検波器１５で
は、バンドパスフィルタ１０の出力レベルが所定以上の
ときＲＳフリップフロップ７にセット人力Ｓを与える。

ＲＳフリップフロップ７のリセット入力にはスイッチ１
６からの信号が与えられる。

スペクトラム拡散通信システムにおいては、入力信号と
復調ＰＮ符号との、位相関係に応じて乗算器９からの出
力信号のレベルが第２３図に示すように変化することが
知られている。

第２２図を参照して、スペクトラム逆拡散を行うために
、スイッチ１６が操作されると、ＲＳフッツブフロップ
７がリセットされ、その出力Ｑがローレベルとなる。し
たがって、選択器６は発振器５からの発振信号を選択し
てＰＮ符号発生器８に与える。応じて、このＰＮ符号発
生器８から発振信号をクロックとして復調ＰＮ符号が発
生され、乗算器９に与えられる。乗算器９においては、
入力スペクトラム拡散信号と復調ＰＮ符号とが乗算され
る。このとき、ＰＮ符号発生器８から与えられる復調Ｐ
Ｎ符号とスペクトラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号
（送信側で発生された）との位相が一致していなければ
、乗算器９すなわちバンドパスフィルタＩＯからどんな
出力も得られない。

そして、ＰＮ符号発生器８からの復調ＰＮ符号の位相が
変化されて、乗算器９すなわちバンドパスフィルタ１０
の出力が所定値以上になると、レベル検波器１５からハ
イレベルの信号が出力される。したがって、ＲＳフリッ
プフロップ７がセットされ、その出力Ｑがハイレベルと
なる。そのため、選択器６は位相変調器３の出力を選択
的にＰＮ符号発生器８に与える。

この状態において、復調ＰＮ符号の初期位置が第２３図
の点ａａの位置にあり、その位置が進んで点ａｂに移る
とすると、低周波発振器４からの矩形波信号によって、
復調ＰＮ符号の相対位相は両点ａａ及びａｂ間を往復し
、これに伴って、乗算器９の出力信号はその矩形波信号
と同一周波数の振幅変調を受ける。

この振幅変調成分はバンドパスフィルタ１０で抽出され
た後、乗算器１３において矩形波信号と乗算されること
によって、正しい極性でかつ正しいレベルの直流信号に
変換され、ＶＣＯ２に与えられる。この直流信号成分に
よってＶＣＯ２の出力が変化し、ＰＮ符号発生器８から
の復調ＰＮ符号の位相を変化する。

なお、復調ＰＮ符号の相対位相が第２３図の点ｂａ及び
ｂｂ間で往復する場合には、乗算器９の出力の極性は逆
になり、またＰＮ符号発生器８からの復調ＰＮ符号の位
相変化も逆になる。

また、復調ＰＮ符号の相対位相が第２３図に示す相関の
ピークを挟んで点ｃａおよびｃｂ間を往復する場合には
、乗算器９の出力信号の振幅には変化が生じない。した
がって、乗算器１３に供給される振幅変調成分は存在せ
ず、ＶＣＯ２の発振周波数すなわちＰＮ符号発生器８か
らの復調ＰＮ符号の位相は変化しない。

このようなタウ・デイザ法においては、受信側において
復調ＰＮ符号の位相を送信側のそれと同期させるために
第２２図に示すように位相変調器３を用いる必要がある
。したがって、その復調回路の回路構成が複雑であった
。

（ハ）発明が解決しようとする課題 それゆえに、この発明の主たる目的は、新規なスペクト
ラム拡散信号復調回路を提供することである。

この発明の他の目的は、回路構成を簡単にし得る、スペ
クトラム拡散信号復調回路を提供することである。

この発明の他の目的は、位相変調器を用いない、スペク
トラム拡散信号復調回路を提供することである。

（ニ）　課題を解決するための手段 上記の点に鑑み、本発明は印加される制御信号に応じて
その周波数が変化する周波数可変発振器と、この周波数
可変発振器の発振信号をクロックとして拡散符号を発生
するための符号発生手段と、入力されたスペクトラム拡
散信号と前記拡散符号とを乗算する乗算手段と、この乗
算手段の出力を受けるフィルタ手段と、第１の時間にお
けるフィルタ手段の出力に関連する第１の値を保持する
だめの第１保持手段と、前記第１の時間とは異なる第２
の時間におけるフィルタ手段の出力に関連する第２の値
を保持するための第２保持手段と、前記第１保持手段及
び第２保持手段に夫々保持された前記第１の値及び第２
の値を比較するための比較手段と、この比較手段の出力
に応じて入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる符
号と前記符号発生手段からの拡散符号とを同期させるよ
うに前記周波数可変発振器を制御する前記制御信号を出
力するための制御手段とを具備したことを特徴とする。

（ホ）作　用 本発明に依れば、フィルタ手段の出力に関連する異なる
時間における値を保持し、各保持された値を比較するこ
とによって周波数可変発振器の発振周波数を制御し、以
って入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる符号と
符号発生手段からの拡散信号とを同期させる。

（へ）実施例 この発明の一実施例を示す第１図を参照して、受信され
たスペクトラム拡散信号は入力端子１０１を経て乗算器
１０９に入力される。また■ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃ
ｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１０２の
出力が選択器１０６に与えられ、そこにはさらに発振器
１０５からの発振信号が与えられる。選択器ｌＯ６から
は、ＲＳフリップフロップ１０７の出力Ｑのハイレベル
またはローレベルに応答して、上述の２つの入力の何れ
かが、選択的に出力され、ＰＮ符号発生器１０８に与え
られ、クロック信号として用いられる。ＰＮ符号発生器
１０８からの復調ＰＮ符号は乗算器１０９においてスペ
クトラム拡散信号と乗算される。乗算器１０９からの出
力はバンドパスフィルタ１１０を通して出力端子１１７
に出力される。

ここで、第２図を参照して、ＰＮ符号発生器１０８につ
いて説明する。ＰＮ符号発生器１０８は２ビツトのシフ
トレジスタを構成するＤフリップフロップ１２７および
１２８を含みこのＤフリップ７０ツブ１２７および１２
８によって構成されるシフトレジスタのシフトクロック
として選択器１０６からの信号（発振器１０５の発振信
号またはＶＣＯ１０２の発振信号）がオアゲート１２６
の一方入力を通して与えられる。オアゲート１２６の他
方入力には、４進カウンタ１２５の出力が与えられ、こ
の４進カウンタ１２５は選択Ｂｔ。

６からのクロックをカウント入力として受ける。

Ｄフリップ７０ツブ１２７および１２８の出力はイクス
クルーシブオアゲート１２９に与えられ、このイクスク
ルーシブオアゲート１２９の出力はシフトレジスタの最
上位ビットすなわちＤフリップフロップ１２８のデータ
入力に与えられる。そして、シフトレジスタの最下位ビ
ットすなわちＤフリップフロップ１２７の出力Ｑから復
調ＰＮ符号が出力される。

選択器１０６からは第３図（Ａ）に示すようなりロック
が与えられ、このタロツクが４進カウンタ１２５によっ
てカウントされる。したがって、４進カウンタ１２５か
らは、第３図（Ｂ）に示すように、４つのタロツク毎に
ハイレベルとなる出力が得られる。この４進カウンタ１
２５の出力と選択器１０６からのタロツクとがオアゲー
ト１２６に与えられるため、このオアゲート１２６の出
力は第３図（Ｃ）に示すようになる。シフトレジスタを
構成するＤフリップフロップ１２７．１２８の内容が初
期的に“１１”であるとすると、イクスクルーシブオア
１２９の出力は“０”となり、それがシフトレジスタの
最上位ビットすなわちＤフッツブ７０ツブ１２８のデー
タ入力に与えられる。したがって、オアゲート１２６を
通して次のシフトクロックが与えられたとき、Ｄフリッ
プフロップ１２７および１２８の内容は“０１″となる
。次のシフトクロックのタイミングでは、Ｄフッツブフ
ロップ１２７および１２８の内容は“１０”となる。し
たがって、第２４図に示すＰＮ符号発生器８と同じよう
に、“１″　　“１”“Ｏ”のような復調ＰＮ符号ｘ、
ｙ及び２がシフトレジスタすなわちＤフリップフロップ
１２７から出力される。しかしながら、第３図（Ｃ）お
よび第３図（Ｄ）からよくわかるように、４進カウンタ
１２５出力のためにＰＮＮ符号の幅が他のＰＮＮ符号お
よび２の２倍伸長されている。したがって、ＰＮＮ符号
の前半はブランク＊（ダミービット）となる。したがっ
て、第２図のＰＮ符号発生器１０８からは、第３図（Ｄ
）に示すように、＊、ｘ、ｙ及びＺが循環的に出力され
ることになる。

このようにして、ＰＮ符号発生ａｘｏｓからの復調ＰＮ
符号の位相は変化される。

なお、図示しないが、入力されたスペクトラム拡散信号
に含まれる変調ＰＮ符号としては、先に第２４図及び第
２５図を参照して説明したＰＮ符号が用いられる。この
ように、復調ＰＮ符号のビット数と変調ＰＮ符号のビッ
ト数とを異ならせることによって、復調ＰＮ符号の位相
は、変調ＰＮ符号のそれに対して漸次変化することにな
る。

すなわち、ＰＮ符号発生８１０８からの復調ＰＮ符号は
、ｘ、ｙ及びＺの３ビツトと不定の１ビツトのデータに
よって形成されるため、変調ＰＮ符号ｘ、ｙおよび２（
第２５図）が漸次１ビツトずつ位相シフトされたものと
等価である。したがって、受信したスペクトラム拡散信
号に含まれる変調ＰＮ符号とこのＰＮ符号発生器１０８
から出力される復調ＰＮ符号とは１２ビツト毎に相関が
とれる。たとえば、復調ＰＮ符号および変調ＰＮ符号の
信号幅（チップ）がそれぞれ１μｓｅｃであるとすると
、復調ＰＮ符号と変調ＰＮ符号とは、１２μｓｅｃ毎に
相関がとれる。

第１図に戻って、バンドパスフィルタ１１０からの信号
はまた検波器１１１によってエンベロープ検波される。

エンベロープ検波器１１１の出力は積分回路１１８に入
力される。積分回路１１８の出力は第１保持回路１１９
によってホールドされる。第１保持回路１１９の出力は
第２保持回路１２１に与えられると共に、比較回路１２
２の一方入力として与えられる。この比較回路１２２の
他方入力には、第２保持回路１２１の出力が与えられる
。尚、これら積分回路１１８および第１および第２保持
回路１１９および１２１には、後述のタイミング信号発
生器１２０から所定のタイミング信号が与えられる。

比較回路１２２では第１保持回路１１９の出力レベルお
よび第２保持回路１２１の出力レベルとが比較され、第
１保持回路１１９の出力が第２保持回路１２１の出力よ
り大きいとき、比較回路１２２からはハイレベルの信号
が出力される。比較回路１２２からのハイレベルまたは
ローレベルの出力は判定回路１２３に与えられ、判定回
路１２３では、比較回路１２２の出力のハイレベルまた
はローレベルに応じて、ＰＮ符号発生器１０８からの復
調ＰＮ符号の位相が入力スペクトラム拡散信号に含まれ
る変調ＰＮ符号の位相に対して同期する方向にあるかま
たは非同期の方向にあるかを判断する。

そして、判定回路１２３からの信号は制御回路１２４に
入力される。制御回路１２４は、判定回路１２３からの
信号およびＲＳフリップフロップ１０７の出力Ｑを受け
、それら信号の状態によって、ＶＣＯ１０２の周波数を
高くまたは低くするような制御信号を出力する。

なお、前述のバンドパスフィルタ１１０の出力はさらに
レベル検波器１１５にも供給され、このレベル検波５１
１５では、バンドパスフィルタ１１０の出力レベルが所
定以上のときＲＳフリップフロップ１０７にセット入力
を与える。ＲＳフリップフロップ１０７のリセット入力
にはスイッチ１１６からの信号が与えられる。レベル検
波器１１５もエンベロープ検波器を含むので、第１図に
おいて点線で示すようにエンベロープ検波器１１１の出
力をレベル検波器１１５にも与えるようにすれば、レベ
ル検波器１１５の必要なエンベロープ検波器を省略し得
る。

Ａ／Ｄ変換器には非線形特性があり、入力信号レベルが
ある値よりも低くなると“０”になり実質的に半波検波
となる。また、Ａ／Ｄ変換後にディジタル的に検波する
ことも出来るので、エンベロープ検波器１１１をも省略
することができる。

第４図を参照して、積分回路１１８はタイミング信号発
生器１２０からのクロック信号を受けるＡ／Ｄ変換器１
３０を含み、その入力にはエンベロープ検波９＃１１１
の出力が与えられる。Ａ／Ｄ変換器１３０はエンベロー
プ検波器１１１の出力レベルをディジタルデータに変換
し、そのディジタルデータは加算器１３１の一方入力に
与えられ、この加算器１３１の他方入力には、加算器１
３１の出力をタイミング信号発生器１２０からのタイミ
ング信号に応答してラッチするラッチ回路１３２が出力
が与えられる。したがって、加算器１３１およびラッチ
回路１３２によって、ディジタル積分回路１１８が構成
される。

そして、ディジタル積分回路１１８すなわちう゛ツチ回
路１３２の出力はタイミング信号発生器１２０からの別
のタイミング信号に応答して読み出され、第１保持回路
１１９に入力される。第１保持回路１１９の出力は第２
保持回路１２１に与えられる。このようにして、ディジ
タル積分回路１１８の出力が第１保持回路１１９および
第２保持回路１２１に順次ホールドされることによって
、第１保持回路１１９および第２保持回路１２１は、そ
れぞれ、異なる時間期間のエンベロープ検波器１１１の
出力の積分されたレベルをディジタルデータとしてホー
ルドする。当然、第２保持回路１２１にホールドされた
積分値データは第１保持回路１１９にホールドされた積
分値データより古い。

第１保持回路１１９にホールドされた積分値データおよ
び第２保持回路１２１にホールドされた積分値データが
ともに比較回路１２２に入力される。比較回路１２２で
は、前述のように、第１保持回路１１９にホールドされ
た積分値データが第２保持回路１２１にホールドされた
積分値データより大きいときハイレベルの信号を出力し
、逆に、第２保持回路１２１にホールドされた積分値デ
ータが第１保持回路１１９にホールドされた積分値デー
タより大きいときローレベルの信号を出力する。

比較回路１２２の出力は、判定回路を構成するＤフリッ
プフロップ１２３のクロック入力に与えられる。このＤ
フリップフロップ１２３のデータ入力には、その反転出
力Ｑが与えられ、非反転出力Ｑは制御回路１２４に与え
られる。

制御回路１２４はアンドゲート１３３を含み、このアン
ドゲート１３３の一方入力が判定回路すなわちＤフリッ
プフロップ１２３の出力を受ける。Ｄフリップフロップ
１２３の出力はまたオアゲート１３４の一方入力に与え
られる。アンドゲート１３３の他方入力にはタイミング
信号発生器１２０からのゲート信号が与えられる。ゲー
ト信号はまた反転されてオアゲート１３４の他方入力に
与えられる。アンドゲート１３３の出力およびオアゲー
ト１３４の出力は、それぞれ、ＮチャンネルＦＥＴ１３
５のゲートおよびＰチャンネルＦＥＴ１３６のゲートに
与えられる。これらＮチャンネルＦＥＴ１３５およびＰ
チャンネルＦＥＴ１３６はチャージポンプを構成する。

すなわち、ＮチャンネルＦＥＴ１３５およびＰチャンネ
ルＦＥＴ１３６の接続点と基準電位（実施例では接地電
位）との間に、スイッチ１３７を介して、コンデンサ１
３８が接続される。スイッチ１３７にはＲＳフリップ７
０ツブ１０７からスイッチング信号が印加され、スイッ
チ１３７はそのスイッチング信号がローレベルのとき、
コンデンサ１３８へのチャージポンプからの充電を停止
する。

タイミング信号発生器１２０は、第５図に示すように、
基準発振器１３９を含み、この基準発振器１３９の発振
出力はそのまま積分回路１１８へのクロック信号として
与えられるとともに、分周器１４０に与えられる。分周
器１４０は基準発振器１４０の発振信号を所定の分周比
で分周して、分周出力は単安定マルチバイブレーク１４
１に与えられる。単安定マルチバイブレーク１４１は分
周器１４０の分周出力の立上がりに応答して所定幅のパ
ルス信号を出力する。分周器１４０の出力が第４図に示
す、制御回路１２４のアンドゲート１３３およびオアゲ
ート１３４にゲート信号として与えられる。また、マル
チパイブレーク１４１の出力が積分回路１１８にはリセ
ット信号として、また第１保持回路１１９および第２保
持回路１２１にホールド信号として与えられる。

第１図に示すスペクトラム拡散信号復調回路において、
スイッチ１１６を操作すると、ＲＳフッツブフロップ１
０７がリセットされ、その出力Ｑがローレベルになる。

したがって、選択器１０６は発振器１０５からの信号を
選択的にＰＮ符号発生器１０８に与える。この発振器１
０５からの発振信号がＰＮ符号発生器１０８のタロツク
信号として与えられる。この状態では、ＰＮ符号発生器
１０８の４進カウンタ１２５は能動化され、したがって
、このＰＮ符号発生器１０８からは第３図（Ｄ）に示す
ｘ、ｙおよびＺプラス不定ビットの計４ビットのデータ
の繰り返しである復調ＰＮ符号が出力される。

したがって、ＰＮ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符号
が乗算器１０９において入力端子１０１からのスペクト
ラム拡散信号と乗算される。復調ＰＮ符号の位相とスペ
クトラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号の位相とが一
致していなければ、スペクトラム逆拡散を行うことはで
きず、したがって、フィルタ１１０からはどんな出力も
得られない。

前述のように、ＰＮ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符
号の位相が例えば１２ビツト毎に変調ＰＮ符号の位相と
一致するように、復調ＰＮ符号の位相が漸次変化される
。したがって、乗算器１０９すなわちバンドパスフィル
タ１１０から所定レベルの出力が得られる。応じて、レ
ベル検波器ｌ１５からの出力がハイレベルとなり、ＲＳ
フリップ７０ツブ１０７がセットされて、ＲＳフリップ
フロップ１０７の出力Ｑがハイレベルとなる。そのため
、選択器１０６は発振器１０５からの出力に代えてＶＣ
Ｏ１０２からの発振信号を選択してＰＮ符号発生５１０
８に与える。同時に、ＰＮ符号発生器１０−８に含まれ
る４進カウンタ１２５（第２図）に禁止信号がＲＳフリ
ップフロップ１０７から与えられるので、ＰＮ符号発生
器１０８は、第２４図および第２５図に示すＰＮ符号発
生器８と同様に、３ビツトのデータの繰り返しであるＰ
Ｎ符号（第２５図（Ｂ））を出力するようになる。

そして、入力されたスペクトラム拡散信号は乗算器１０
９においてＰＮ符号発生器１０８から出力された３ビツ
トの復調ＰＮ符号と乗算され、その結果、スペクトラム
拡散信号のキャリア成分（ただし、キャリア成分が変調
を受けている場合には変調されたキャリア成分）が乗算
器１０９から出力される。

このキャリア成分がエンベロープ検波器１１１において
検波された後、積分回路１１８に与えられる。この積分
回路１１８において、第６図（Ａ）に示すようなタイミ
ング信号発生器１２０からのクロック信号に応答して、
Ａ／Ｄ変換器１３０（第４図）によって、第６図（Ｂ）
に示すようなディジタルデータに変換される。Ａ／Ｄ変
換器１３０の出力ディジタルデータを第６図（Ｂ、）に
示すようにａａ＋＋　　”’ｇ　　ａｎｌ　　ａｎ＋ｌ
＋　　ａｎ＋２　”’とすると、加算器１３１の出力は
、第６図（Ｄ）に示すように、ｂｌ、ｂ、（＝ａ１＋ｂ
１）、・・・　ａ、、（＝ａｆｉ−１＋ｂ＊−１）＋　
・・・どなる。すなわち、加算５１３１の出力は、Ａ／
Ｄ変換器１３０からの出力とラッチ回路１３２からの出
力とを累積した値のディジタルデータとなる。このよう
にして、積分回路１１８において、近似的に、検波器１
１１の出力が所定時間期間積分される。

また、ラッチ回路１３２の出力は、第６図（Ｃ）に示す
タイミング信号発生器１２０からの信号の立上りに応じ
て、第１保持回路１１９にホールドされる。そして、次
のリセット／ホールド信号がタイミング信号発生器１２
０から与えられると、その立上りで第１保持回路１１９
にホールドされていたディジクルデータが第２保持回路
１２１にホールドされるとともに、第１保持回路１１９
には新たなディジタル積分回路１１８の出力ディジタル
がホールドされる。したがって、第１保持回路１１９の
出力および第２保持回路１２１の出力は、それぞれ、第
６図（Ｅ）および第６図（Ｆ）に示すようになる。尚、
ラッチ回路１３２は、リセット／ホールド信号の立下り
でリセットされる。

したがって、比較器１２２は、現在の積分値と直前の積
分値とを比較することになる。現在の積分値が直前の積
分値より大きいとき、この比較回路１２２からはハイレ
ベルの信号が出力される。

比較５１２２の出力がハイレベルのとき、入力されたス
ペクトラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号とＰＮ符号
発生器１０８からの復調ＰＮ符号とが同期する方向にＶ
ＣＯ１０２の発振周波数が変化されていることを示す。

また、比較５１２２の出力がローレベルのとき、変調Ｐ
Ｎ符号と復調ＰＮ符号との同期が外れる方向にＶＣＯ１
０２の発振周波数が変化されていることを示す。

第９図を参照して、復調ＰＮ符号および変調ＰＮ符号と
の相対位相が点１ａにありかつ比較器１２２からハイレ
ベルの信号が出力されているものとする。このとき、積
分回路１１８においては、先の積分期間においては点１
ａおよび１ｂ間の検波器１１１出力が積分され、後の積
分期間においては点１ｂおよび１０間の検波器１１１出
力が積分される。したがって、第２保持回路１２１が点
１ａおよび１ｂ間の積分値をホールドし、第１保持回路
１１９が点１ｂおよびＩＣ間の積分値をホールドする。

この場合、第１保持回路１１９にホールドされた積分値
が第２保持回路１２１にホールドされた積分値よりも大
きいため、比較器１２２の出力はハイレベルである。し
たがって、判定回路を構成するＤフリップフロップ１２
３の出力は反転しない。このＤフリップフロップ１２３
の出力は、比較器１２２の出力がローレベルになったと
き、反転される。

Ｄフリップフロップ１２３の出力Ｑがハイレベルである
とすると、タイミング信号発生器１２０に含まれる分周
８１４０（第５図）からのゲート信号がハイレベルのと
き、アンドゲート１３３（第４図）の出力がハイレベル
となる。したがってＮチャンネルＦＥＴ１３５がオンし
て、ＲＳフッツブフロップ１０７の出力Ｑによってオン
されているスイッチ１３７を介して、コンデンサ１３８
に充電電流が供給される。他方、Ｄフリップ７０ツブ１
２３の出力Ｑがローレベルにある場合、ゲート信号がハ
イレベルのときオアゲート１３４の出力がローレベルと
なり、ＰチャンネルＦＥＴ１３６がオンされる。したが
って、コンデンサ１３８の充電電荷がスイッチ１３７お
よびＰチャンネルＦＥＴ１３６を通して放電される。そ
のため、コンデンサ１３８の端子電圧が変化し、応じて
ＶＣＯ１０２の発振周波数が変化される。したがって、
ＶＣＯ１０２からの発振信号をクロックとして用いるＰ
Ｎ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符号の位相がスペク
トラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号の位相に同期す
るように、ＶＣＯ１０２が制御される。

この実施例によれば、現在の積分値と直前の積分値とを
比較器１２２によって比較し、その比較結果に基づいて
ＶＣＯ１０２の発振周波数すなわちＰＮ符号発生器１０
８からの復調ＰＮ符号の位相を制御するようにしたので
、第２，２図図示の従来技術では必要であった位相変調
器を省略し得る。したがって、スペクトラム拡散信号復
調回路の回路構成を簡略化し得る。

ところで、第５図に示すタイミング信号発生器１２０を
用いた場合、積分期間Ｔ１が第９図に示す点２ａおよび
２ｂ問および点２ｂおよび２０間であると、第１および
第２保持回路１１９および１２１にホールドされた積分
値が互いに等しくなり、ＶＣＯ１０２の発振周波数の変
化される方向が不定になる虞がある。

このような問題を解決するために、第７図に示すタイミ
ング信号発生器１２０が用いられ得る。

第７図のタイミング信号発生器１２０においては単安定
マルチバイブレーク１４１の出力すなわちノセント／ホ
ールド信号（第８図（Ａ））を所定時間遅延させるため
遅延回路１４２が設けられる。

第８図（Ｂ）に示すこの遅延回路１４２の出力はＲＳフ
リップフロップ１４３のセット入力に与えられ、このＲ
Ｓフリップフロップ１４３のリセット入力には単安定マ
ルチバイブレータ１４１の出力（リセット信号）が与え
られる。そして、第８図・（Ｃ）に示すＲＳフリップフ
ロップ１４３の出力Ｑは、基準発振器１３９からのクロ
ック信号を受ける一方入力を有するアンドゲート１４４
の他方入力に与えられる。このアンドゲート１４４の出
力が積分回路１１８のクロック信号として与えられる。

第７図図示のタイミング信号発生器１２０からは、ＲＳ
フリップフロップ１４３０出力Ｑがハイレベルの間にの
み積分回路１１８にクロックが与えられるので、第９図
における点２ｄおよび２ｂ問および点２ｅおよび２Ｃ間
がそれぞれ積分期間Ｔ２となる。したがって、第７図図
示のタイミング信号発生器１２０を用いれば、点２ａお
よび２ｂ問および点２ｂおよび２ｃ間をそれぞれ積分期
間とする場合でも、比較器】２２の出力はローレベルと
なり、Ｄフリップフロップ１２３の出力Ｑが反転され、
したがって、ＶＣＯ１０２の周波数の変化方向を反転す
ることができる。そのため、第５図図示のタイミング信
号発生器１２０を用いた場合の前述の問題は解消され得
る。

なお、第４図に示す実施例では、ＶＣＯ１０２の制御期
間を規定するためにタイミング信号発生器１２０からゲ
ート信号を出力し、そのゲート信号によってアンドゲー
ト１３３およびオアゲート１３４が能動化または不能動
化されるようにした。しかしながら、Ｄフリップフロッ
プ１２３の出力Ｑを直接チャージポンプを構成するＦＥ
Ｔに供給するようにしてもよい。

第１図実施例では、連続する積分期間においてそれぞれ
積分された積分値を比較して、その結果に応じてＶＣＯ
１０２の発振周波数を２値的に変化させるようにした。

この場合、入力されるスペクトラム拡散信号に含まれる
変調ＰＮ符号の周波数をｆｏとし、ＰＮ符号発生器１０
８からの復調ＰＮ符号の周波数すなわちＶＣＯ１０２の
高い発振周波数および低い発振周波数をそれぞれｆ８及
びＦＬとすると、それぞれの周波数差ｆＨｆｏおよびｆ
ｏ−ｆＬを可及的に小さく、望ましくは互いに等しくす
る必要がある。その理由は以下の通りである。

たとえば、周波数差ｆｌｌ　ｆｏに対して周波数差ｆｏ
−ｆＬが大きい場合を想定すると、この場合、ＶＣＯ１
０２から発振周波数ｆｔ、の発振信号が出力されたとき
のＰＮ符号の位相変化の度合いがＶＣＯ１０２から発振
周波数ｆ、の発振信号が出力されたときのＰＮ符号の位
相変化の度合いに比べて大きくなる。その結果、周波数
ｆ、の発生回数が周波数ｆＬの発生回数より多くなり、
したがって、ＰＮ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符号
の位相が変調ＰＮ符号の位相に比べて遅れた状態に頻繁
に発生する。そのため、平均的な復調ＰＮ符号の位相が
遅相側に存在することになる。このような場合、バンド
パスフィルタ１１０を通過した信号のレベルが小さくな
るため、雑音の影響を受は易く、データの復調に支障を
来す虞がある。

このような問題を解決するには、ＶＣＯ１０２の自走発
振周波数を変調ＰＮ符号の周波数と合致させるとともに
、周波数ｆ１およびｆｌ、を前述の関係を満足するよう
に設定すればよい。しかしながら、実際にはＶＣＯ１０
２を構成する可変容量ダイオード等のばらつきや通信系
の状態たとえば無線通信であれば反射波の影響等によっ
て上述の問題を解決するには困難であった。そこで、第
１０図実施例が提案される。

第１０図実施例は、以下の点を除いて、第１図実施例と
同様である。すなわち、判定回路（Ｄフリップフロップ
）１２３の出力を受ける制御回路１２４が第１１図のよ
うに構成され、この制御回路１２４の出力がＤ／Ａ変換
器１４５を通して、ＶＣＯ１０２の制御信号として与え
られる。

第１１図を参照して、先の第５図または第７図図示のタ
イミング信号発生器１２０がらのリセット信号が第１カ
ウンタ１４６に与えられる。この第１カウンタは所定数
（この実施例ではたとえば“１００”）をカウントする
毎に信号を出力し、この信号は第２カウンタ１４７のリ
セット入力に与えられる。第２カウンタ１４７のイネー
ブル入力には、判定回路すなわちＤフリンジフロップ１
２３の出力Ｑが与えられ、カウント入力にはタイミング
信号発生器１２０からのリセット／ホールド信号が与え
られる。第２カウンタ１４７の出力はラッチ回路１４８
に与えられ、そこには第１カウンタ１４６からの信号が
ラッチ信号として与えられる。ラッチ回路１４８の出力
は比較器１４９に与えられ、そこで基準値（この実施例
ではたとえば５０”）と比較される。比較器１４９から
は、その比較結果に応じて、３つの状態すなわち、“ラ
ッチ回路１４８の値〉基準値”、“ラッチ回路１４８の
値〈基準値”および“ラッチ回路１４８の値＝基準値”
を個別に示す信号が出力される。最後の状態すなわち“
ラッチ回路１４８の値＝基準値”のとき比較器１４９か
ら出力される信号はＲＳフリップフロップ１５０のセッ
ト入力に与えられる。ＲＳフリップフロップ１５０のリ
セット入力には、第１０図図示のＲＳフリップフロップ
１０７からの非反転出力Ｑが与えられる。

比較器１４９からの残余の信号は、第３カウンタ１５１
および第４カウンタ１５２のアップ／ダウン切換信号Ｕ
／Ｄとして与えられる。第３カウンタ１５１および、第
４カウンタ１５２のそれぞれのカウント入力には第１カ
ウンタ１４６からの信号が与えられる。第３カウンタ１
５１の出力は、ＶＣＯ１０２の高い発振周波数ｆＨを指
定するディジタルデータであり、第４カウンタ１５２の
出力は、ＶＣＯ１０２の低い発振周波数ｆＬを指定する
ディジタルデータであり、それぞれ、選択器１５３の入
力ＡおよびＢに与えられる。この選択器１５３は、Ｄフ
リップ７０ツブ１２３の非反転出力Ｑに応じて動作し、
その出力Ｑがハイレベルのとき第３カウンタ１５１から
のディジタルデータをＤ／Ａ変換器１４５　（第１０図
）に与え、出力Ｑがローレベルのとき第４カウンタ１５
２からのディジタルデータをＤ／Ａ変換器１４５に与え
る。

前述のＲＳフリップフロップ１５０の非反転出力Ｑは、
２つのＲＳフリップフロップ１５４および１５５のそれ
ぞれのリセット入力およびセット入力に与えられ、それ
ぞれのＲＳフリップフロップ１５４および１５５のセッ
ト入力およびリセット入力には、ＲＳフリップ７０ツブ
１０７（第１０図）からの非反転出力Ｑが与えられる。

ＲＳフッツブフロップ１５４の出力Ｑは上述の第３カウ
ンタ１５１および第４カウンタ１５２のそれぞれのイネ
ーブル入力に与えられる。ＲＳフリップ７０ツブ１５５
の出力Ｑは２つの選択器１５６および１５７の切換入力
に与えられる。

ＲＳフリップフロップ１０７からの出力ＱおよびＲＳフ
リップ７０ツブ１５０の出力Ｑは、それぞれ、遅延回路
１５８および１５９に与えられ、遅延回路１５８はＲＳ
フリップフロップ１５５の遅延時間と、選択器１５６お
よび１５７の内長い方の遅延時間とを合計した遅延時間
を有する。遅延回路１５９は遅延回路１５８と同じ遅延
時間を有する。これら遅延回路１５８および１５９の出
力は、ともに、それぞれのオアゲート１６０および１６
１の２人力に与えられる。オアゲート１６０の出力は、
ラッチ回路１６２のラッチ信号として与えられるととも
に、第３カウンタ１５１のプリセット信号として与えら
れる。オアゲート１６１の出力は、ラッチ回路１６３の
ラッチ信号として与えられるとともに、第４カウンタ１
５２のプリセット信号として与えられる。したがって、
第３カウンタ１５１および第４カウンタ１５２には、そ
れぞれ、ラッチ回路１６２および１６３の出力すなわち
選択器１５６および１５７の出力がプリセット信号に応
答してプリセットされる。

そして、第３カウンタ１５１の出力はさらに減算器１６
４に与えられ、第４カウンタ１５２の出力はさらに加算
器１６５に与えられる。減算器１６４には所定数（この
実施例では“３０”）を示すデータが減数として与えら
れる。加算器１６５には所定数（この実施例では“３０
”）を示すデータが与えられる。そして、選択器１５６
の両人力ＡおよびＢとしては、それぞれ、所定数（この
実施例ではたとえば“２００”）を示すデータおよび上
述の減算器１６４の出力が与えられ、選択器１５７の両
人力ＡおよびＢとしては、それぞれ、所定数（この実施
例ではたとえば“１００”）を示すデータおよび上述の
加算器１６５の出力が与えられる。

第１０図に示すスペクトラム拡散信号復調回路において
、スイッチ１１６を操作すると、ＲＳフクップフロップ
１０７がリセットされ、その出力Ｑがローレベルになる
。したがって、選択器１０６は発振器１０５からの信号
を選択的にＰＮ符号発生器１０８に与える。発振器１０
５からの発振信号がＰＮ符号発生器１０８のクロック信
号として与えられる。この状態では、ＰＮ符号発生器１
０８の４進カウンタ１２５は能動化され、したがって、
このＰＮ符号発生器１０８からは第３図（Ｄ）に示すｘ
、ｙおよびＺプラス不定ビットの計４ビットのデータの
繰り返しである復調ＰＮ符号が出力される。

したがって、ＰＮ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符号
が乗算器１０９において入力端子１０１からのスペクト
ラム拡散信号と乗算される。復調ＰＮ符号の位相とスペ
クトラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号の位相とが一
致していなければ、スペクトラム逆拡散を行うことはで
きず、したがって、フィルタ１１０からはどんな出力も
得られない。

前述のように、ＰＮ符号発生器１０８からの復調ＰＮ符
号の位相がたとえば１２ビツト毎に変調ＰＮ符号の位相
と一致するように、復調ＰＮ符号の位相が漸次変化され
る。したがって、乗算器１０９すなわちバンドパスフィ
ルタ１１０からの所定レベルの出力が得られる。応じて
、レベル検波器１１５からの出力がハイレベルとなり、
ＲＳフリップフロップ１０７がセットされて、ＲＳフッ
ツブフロップ１０７の出力Ｑがハイレベルとなる。その
ため、選択器１０６は発振５１０５からの出力に代えて
ＶＣＯ１０２からの発振信号を選択してＰＮ符号発生器
１０８に与える。同時に、ＰＮ符号発生器１０８に含ま
れる４進カウンタ１２５（第２図）に禁止信号がＲＳフ
リップフロップ１０７から与えられるので、ＰＮ符号発
生器１０８は、第２２図および第２５図に示すＰＮ符号
発生器８と同様に、３ビツトのデータの繰り返しである
復調ＰＮ符号（第２５図（Ｂ））を出力するようになる
。

また、前述のようにＲＳフリップ７０ツブ１０７がセッ
トされると、その非反転出力ＱにてＲＳフリップフロッ
プ１５４（第１１図）がセットされるので、第３カウン
タ１５１および第４カウンタ１５２がともにイネーブル
されるとともに、ＲＳフリップ７０ツブ１５５がリセッ
トされるので、選択器１５６および１５７がともに入力
Ａを選択する状態にされる。

そして、遅延回路１５８で遅延されたＲＳフッツブフロ
ップ１０７の出力Ｑの立ち上がりに応答してラッチ回路
１６２および１６３が、それぞれ、選択器１５６および
１５７の出力をラッチする。同時に、第３カウンタ１５
１および第４カウンタ１５２にプリセット信号が供給さ
れ、第３カウンタ１５１には“２００″がプリセットさ
れ、第４カウンタ１５２には“１００″がプリセットさ
れる。

判定回路すなわちＤフリップフロップ１２３の出力Ｑが
ハイレベルであれば、第３カウンタ１５１のプリセット
値“２００”が選択器１５３を介してＤハ変換器１４５
に与えられる。したがって、データ“２００″がＤ／Ａ
変換され、それに応じた直流電圧がＶＣＯ１０２に供給
される。そのため、ＶＣＯ１０２はその直流電圧によっ
て決まる発振周波数ｆ４の発振信号を出力する。

そして、入力されたスペクトラム拡散信号は乗算器１０
９においてＰＮ符号発生器１０８から出力された３ビツ
トの復調ＰＮ符号と乗算され、その結果、スペクトラム
拡散信号のキャリア成分（ただし、キャリア成分が変調
を受けている場合には変調されたキャリア成分）が乗算
器１０９がら出力される。

このキャリア成分がエンベロープ検波器１１１において
検波された後、積分回路１１８に与えられる。この積分
回路１１８において、第６図（Ａ）に示すようなタイミ
ング信号発生器１２０からのクロック信号に応答して、
Ａ／Ｄ変換器１３０（第４図〕によって、第６図（Ｂ）
に示すようなディジタルデータに変換される。Ａ／Ｄ変
換器１３０の出力ディジタルデータを第６図（Ｂ）に示
すようにａｌ、ａ２°’　　　１　　ａｖ＋　　ａｎ＋
１１　　ａｆｆｉ＋２＋　”’とすると、加算器１３１
の出力は、第６図（Ｄ）に示すように、ｂｌ＋　　ｂ＋
　（＝ａｌ＋ｂ１）＋　”’＋　　ａｍ　（＝ａｍ、＋
ｂ、−＋）、・・・どなる。すなわち、加算器１３１の
出力は、Ａ／Ｄ変換器１３０からの出力とラッチ回路１
３２からの出力とを累積した値のディジタルデータとな
る。このようにして、積分回路１１８において、近似的
に、検波器１１１の出力が所定時間期間積分される。

また、ラッチ回路１３２（第４図）の出力は、第６図（
Ｃ）に示すタイミング信号発生器１２０からのリセット
信号の立上りに応じて、第１保持回路１１９にホールド
される。そして、次のリセット／ホールド信号がタイミ
ング信号発生器１２０から与えられると、第１保持回路
１１９にホールドされていたディジタルデータが第２保
持回路１２１にホールドされるとともに、第１保持回路
１１９には新たなディジタル積分回路１１８の出力ディ
ジタルデータがホールドされる。したがって、第１保持
回路１１９の出力および第２保持回路１２１の出力は、
それぞれ、第６図（Ｅ）および第６図（Ｆ）に示すよう
になる。

したがって、比較器１２２は、現在の積分値と直前の積
分値とを比較することになる。現在の積分値が直前の積
分値より大きいとき、この比較回路１２２からはハイレ
ベルの信号が出力される。

比較器１２２の出力がハイレベルのとき、入力されたス
ペクトラム拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号とＰＮ符号
発生器１０８からの復調ＰＮ符号とが同期する方向にＶ
ＣＯ１０２の発振周波数が変化されていることを示す。

また、比較器１２２の出力がローレベルのとき、変調Ｐ
Ｎ符号と復調ＰＮ符号との同期が外れる方向にＶＣＯ１
０２の発振周波数が変化されていることを示す。

第９図を参照して、復調ＰＮ符号および変調ＰＮ符号と
の相対位相が点１ａにありかつ比較器１２２からハイレ
ベルの信号が出力されているものとする。このとき、積
分回路１１８においては、先の積分期間においては点１
ａおよびｌｂ間の検波器１１１出力が積分され、後の積
分期間においては点１ｂ及びＩＣ間の検波器１１１出力
が積分される。したがって、第２保持回路１２１が点１
ａおよびｌｂ間の積分値をホールドし、第１保持回路１
１９が点１ｂおよびＩＣ間の積分値をホールドする。こ
の場合、第１保持回路１１９にホールドされた積分値が
第２保持回路１２１にホールドされた積分値よりも大き
いため、比較器１２２の出力はハイレベルである。した
がって、判定回路を構成するＤフリップフロップ１２３
の出力は反転しない。このＤフリップフロップ１２３の
出力は、比較器１２２の出力がローレベルになったとき
、反転される。

Ｄフリップフロップ１２３の出力がハイレベルのとき、
制御回路１２４の第２カウンタ１４７はタイミング信号
発生器１２０からのリセット信号をカウントし、また第
１カウンタ１４６からの信号によってリセットされる。

そして、第２カウンタ１４７０カウント値は第１カウン
タ１４６の信号に応答してラッチ回路１４８でラッチさ
れる。

ラッチ回路１４８のラッチ出力は比較器１４９に与えら
れ、そこにおいて前述の基準値（“５０”）との比較が
行われる。

第２カウンタ１４７のカウント値が基準値よりも大きい
とき、すなわち、高い周波数ｆＲの発生回数が低い周波
数ｆｔ、の発生回数より多いとき、復調ＰＮ符号の平均
的位相が遅相側であるので、比較器１４９は信号線りに
ハイレベルの信号を出力し、そのために第３カウンタ１
５１および第４カウンタ１５２はともにアップカウント
状態に設定される。そして、第３カウンタ１５１および
第４カウンタ１５２は、それぞれ、第１カウンタ１４６
からの信号に応じてそのカウント値をインクリメントす
る。したがって、選択器１５３がら出力されるディジタ
ルデータがインクリメントされることになり、ＶＣＯ１
０２の発振周波数は漸次高くされる。

すなわち、高い周波数ｆ１の発生回数が低い周波数ｆＬ
の発生回数より多いときは、受信したスペクトラム拡散
信号に含まれる変調ＰＮ符号の周波数ｆ。と高い周波数
ｆ□との差“ｆ、−ｆ、”より変調ＰＮ符号の周波数ｆ
Ｏと低い周波数ｆＬとの差“ｆｏ−ｆＬ″が大きくなる
ため、周波数ｆ、およびｆＬがともに高くなるようにＶ
ＣＯ１０２の発振周波数をシフトすることによって、上
述の周波数差を小さくするようにする。

また、第２カウンタ１４７のカウント値が基準値よりも
小さいとき、すなわち、高い周波数ｆｌ（の発生回数が
低い周波数ｆＬの発生回数より少ないとき、復調ＰＮ符
号の平均的位相が進相側にあるので、比較器１４９は信
号線りにローレベルの信号を出力し、そのために第３カ
ウンタ１５１及び第４カウンタ１５２はともにダウンカ
ウント状態に設定される。そして、第３カウンタ１５１
および第４カウンタ１５２は、それぞれ、第１カウンタ
１４６からの信号に応じてそのカウント値をディクリメ
ントする。したがって、選択器１５３から出力されるデ
ィジタルデータがディクリメントされることになりＶＣ
Ｏ１０２の発振周波数は漸次低くされる。

すなわち、高い周波数ｆ、の発生回数が低い周波数ｆ、
の発生回数より少ないときは、受信したスペクトラム拡
散信号に含まれる変調ＰＮ符号の周波数ｆ。と高い周波
数ｆＲとの差“ｆＲｆｏ”より変調ＰＮ符号の周波数ｆ
。と低い周波数ｆＬとの差″ｆ　ｏ−ｆ　Ｌ”が小さく
なるため、周波数ｆＨおよびｆＬがともに低くなるよう
にＶＣＯ１０２の発振周波数をシフトすることによって
、上述の周波数差を小さくするようにする。

このようなＶＣＯ１０２の発振周波数の制御によって第
２カウンタ１４９のカウント値と基準値とが等しくなる
と、比較器１４９はハイレベルの信号Ｓ１を出力する。

したがって、ＲＳフリップ７０ツブ１５０がセットされ
、ＲＳフリップ７０ツブ１５４がリセットされるととも
に、ＲＳフッツブフロップ１５５がセットされる。その
結果、第３カウンタ１５１および第４カウンタ１５２へ
のイネーブル信号がローレベルになり、第３カウンタ１
５１および第４カウンタ１５２はディスエーブルされる
。また、選択器１５６および１５７にはともにハイレベ
ルのＲＳフリップ７０ツブ１５５の出力Ｑが与えられる
ため、選択器１５６および１５７はともに入力Ｂを選択
する状態に設定される。

一方、ＲＳフリップフロップ１５０からの出力Ｑが遅延
回路１５９によって遅延されてオアゲート１６０．１６
１に入力されると、これらオアゲート１６０．１６１の
出力がともにハイレベルとなる。オアゲート１６０．１
６１のそれぞれの出力の立ち上がりに応答して、ラッチ
回路１６２および１６３が選択器１５６および１５７の
出力すなわちＢ入力をラッチする。選択器１５６のＢ入
力は減算器１６４の出力であり、選択器１５７のＢ入力
は加算器１６５の出力である。したがって、第３カウン
タ１５１および第４カウンタ１５２には、それぞれ、“
直前のカウント値−３０″および“直前のカウント値＋
３０”がプリセットされる。そのため、ＶＣＯ１０２は
、判定回路１２３の出力のハイレベルまたはローレベル
に応じて、′直前のカウント値−３０″または“直前の
カウント値＋３０”で、決まる発振周波数で発振する。

この第１０図実施例によれば、ＰＮ符号発生器１０８か
らの復調ＰＮ符号の周波数と受信したスペクトラム拡散
信号に含まれる変調ＰＮ符号の周波数との差を可及的小
さくなるように、ＶＣＯ１０２の発振周波数が制御され
るので、スペクトラム逆拡散時の相関信号のレベルを十
分大きくすることができ、したがって、データの復調が
ノイズの影響を受けず確実にされる。

なお、第１１図実施例においては、第１Ｏ図実施例の制
御回路１２４を各個別の回路コンポーネントで構成した
。しかしながら、この制御回路１２４はマイクロコンピ
ュータによって構成されてもよい。この場合、そのマイ
クロコンピュータ（図示せず）は第１２図に示すフロー
図にしたがって動作される。

すなわち、スイッチ１１６が操作されると、第１２図の
ルーチンが開始され、最初のステップＳ１において、フ
ラグレジスタおよびカウンタＮおよびＭ（いずれも図示
せず）を“Ｏ”にセットするとともに、高い周波数ｆ□
に対応するデータＦＨを“２００”に設定し、低い周波
数ｆＬに対応するデータＦＬを“１００”に設定する。

この後、ステップＳ２において、マイクロコンピュータ
（図示せず）は、割込を許容する。

そして、ステップＳ３において割込が発生すると、マイ
クロコンピュータは、次のステップＳ４において、フラ
グが“１”であるか否かを判定する。ステップＳ１にお
いてフラグは“０″にセットされているので、このステ
ップＳ４では“ＮＯ”が判定される。したがって、マイ
クロコンピュータは、続くステップＳ５においてカウン
タＮのカウント値をインクリメントするとともに、ステ
ップＳ６において、判定回路すなわちＤフラップフロッ
プ１２３の出力がノ１イレベルか否かを判定する。Ｄフ
リップ７０ツブ１２３の出力がローレベルであれば、ス
テップＳ７においてデータＦＬをＤ／Ａ変換器１４５に
出力する。また、ハイレベルであれば、ステップＳ８に
おいてデータＦＨをＤ／Ａ変換器１４５に出力するとと
も、に、ステップＳ９において、カウンタＭをインクリ
メントする。

次いでステップＳ１０においてカウンタＮのカウント値
が“１００”に等しいか否かが判定される。もし、　“
Ｎｏ”なら、ステップＳ３に戻り、ＹＥＳ”なら、ステ
ップＳｌｌにおいて、カウンタＭのカウント値と基準値
“５０”との関係が判定される。

カウンタＭのカウント値が基準値より大きい（Ｍ＞５０
）のとき、ステップ５１２においてデータＦ　Ｈおよび
ＦＬをともにインクリメントした後、ステップＳ１４に
おいてカウンタＮおよびＭをリセットしてプロセスは前
述のステップＳ３にリターンする。

カウンタＭのカウント値が基準値より小さい（Ｍ＜　５
０　）とき、ステップＳ１３においてデータＦＨおよび
ＦＬをともにディクリメントした後、ステップＳ１４に
おいてカウンタＮおよびＭをリセットしてプロセスは前
述のステップＳ３にＪターンする。

カウンタＭのカウント値と等しい（Ｍ＝５０）とき、ス
テップＳ１５において、データＦＨから所定数“３０”
を減算するとともに、データＦＬに所定数“３０”を加
算する。その後、ステップＳ１６においてフラグをセッ
トし、プロセスはステップＳ３に戻る。

ステップＳ１６においてフラグが“１”にセットされた
後は、ステップＳ４において、“ＹＥＳ″が判断され、
プロセスはステップＳ１７に移る。ステップＳ１７では
、Ｄフリップ７０ツブ１２３の出力が“１″であるか否
か判断される。Ｄフリップフロップ１２３の出力が“Ｏ
”であれば、ステップＳ１８において、データＦＬがＤ
／Ａ変換器１４５に出力される。Ｄフリップフロップ１
２３の出力が“１”であれば、ステップＳ１９において
、データＦＨがＤ／Ａ変換器１４５に出力される。

なお前述の実施例における具体的な数値“２００”　　
　”１００″および３０”は単なる例示であり、そのよ
うな数値は任意に変更可能である。

また、第１２図実施例では、制御回路１２４（第１０図
）のみをマイクロコンピュータで構成した。しかしなが
ら、第１０図に示す比較器１２２、判定回路１２３およ
び制御回路１２４を１つのマイクロコンピュータで構成
することができる。この場合、マイクロコンピュータ（
図示せず）は、第１３図に示すフロー図に示すルーチン
を実行する。

すなわち、スイッチ１１６が操作された後の最初のステ
ップ５１０１ではマイクロコンピュータは割込を許容す
る。そして、ステップＳｌ　０２で割込が検出されると
、マイクロコンピュータは、次ノステップＳｌ　０３に
おいて積分回路１１８の積分値が所定の閾値ＳＨより大
きいか否かを判断する。そして、積分値が閾１ｉＩＳＨ
より大きいとき、ステップ５１０４において、プロセス
は復調ＰＮ符号の位相制御モードに入る。

ステップ５１０５において割込が検出されると、ステッ
プ８１０６において第１保持回路１１９のデータを第２
保持回路１２１に送るとともに、ステップ５１０７にお
いて第１保持回路１１９に積分回路１１８の出力をホー
ルドする。そして、２つの保持回路１１９および１２１
にそれぞれホールドされたデータをステップ８１０８で
比較する。ステップ５１０９において、第１保持回路１
１９のホールドされたデータが第２保持回路１２１にホ
ールドされたデータより大きいか否かが判定される。も
し、“ＹＥＳ”であれば、ステップ５ｉｌｏにおいて、
前回の出力データが高い周波数に相当するデータＦＨで
あったか否かが判断される。そして、前回データがＦＨ
であれば、ステップ５１１１において判定出力を“１”
にセットする。ステップ５１０９においてもし“Ｎｏ”
が判断されれば、ステップ５１１２において、前回の出
力データが高い周波数に相当するデータＦ）Ｉであった
か否かが判断され、前回データがＦＨであれば、ステッ
プ５１１３において判定出力を“１”にセットする。そ
して、ステップ５１１１またはステップ５１１３を経た
後、先の第１０図実施の制御ルーチンに入る。ここでは
、重複する説明は省略する。

第１２図のフロー図に示す制御ルーチンでは、変調ＰＮ
符号の周波数が２値的に制御されるＶＣ０１０２の周波
数範囲内にあるときには支障なく動作する。しかしなが
ら、変調ＰＮ符号の周波数がＶＣＯ１０２の周波数範囲
外であれば、制御不能の状態となってしまう。ＶＣＯで
は、一般に、周囲温度に応じて発振周波数が変化する。

したがって、電源投入時等においては、発振周波数が定
常動作時の発振周波数と大きく異なり、結果的に、変調
ＰＮ符号の周波数がＶＣＯ１０２の発振周波数の変化範
囲内に含まれなくなることがある。このような場合、制
御不能が生じる。

第１４図はこのような問題を解決するに好適する実施例
を示すブロック図である。この実施例では、発振器１０
５の発振周波数は、変調ＰＮ符号の周波数と同じに設定
される。この発振器１０５の周波数とＶＣＯ１０２の周
波数とを比較器１６６で比較し、その結果に応じて、判
定回路１６７が、ＶｉＣｏ　１０２の周波数を高くすべ
きか低くすべきかを判定する。判定回路１６７は、ＶＣ
Ｏ１０２の周波数を高くすべきときには“１″を出力し
、ＶＣＯ１０２の周波数を低くすべきときには“０”を
出力する。そして、判定回路１６７の出力に応じて、Ｖ
ＣＯ１０２の発振周波数を制御し、ＶＣＯ１０２の周波
数を変調ＰＮ符号の周波数に等しくなるようにする。な
お、第１０図実施例では、ＶＣＯ１０２の出力または発
振器１０５の出力が選択器１０６によって選択的にＰＮ
符号発生器１０８に与えられたが、この実施例では、Ｖ
ＣＯ１０２の出力が常にＰＮ符号発生器１０８にクロッ
ク信号として与えられる。

第１４図実施例においても、制御回路１２４はマイクロ
コンピュータによって構成され得る。この場合、マイク
ロコンピュータ（図示せず）は第１５図に示すフロー図
に従って動作する。スイッチ１１６が操作されると、第
１５図のルーチンが開始され、最初のステップ５２１に
おいて、カウンタＦＣ，ＰＣＩおよびＦｅ２．フラグレ
ジスタおよびカウンタＬ、ＭおよびＮ（いずれも図示せ
ず）を“０”にセットするとともに、高い周波数ｆ、ｌ
に対応するデータＦＨを“２００″に設定し、低い周波
数ｆＬに対応するデータＦＬを“１００”に設定する。

この後、ステップＳ２２において、マイクロコンピュー
タ（図示せず）は、割込を許容する。

そして、ステップ３２３においてタイミング信号発生５
１２０からの割込パルスによる割込が発生すると、マイ
クロコンピュータは、判定回路１６７の出力を読み取る
。次のステップＳ２４において、マイクロコンピュータ
の現在出力されている判定回路１６７の出力と先の割込
時の判定回路１６６の出力とが一致するか否かを判断す
る。

致してなければ、ステップＳ２５において、マイクロコ
ンピュータはカウンタＬの値が数値“１″より大きいか
否かを判断する。カウンタＬの値が数値“１”より大き
いとき（Ｌ≧１）には、ステップＳ２６において、カウ
ンタＬの値が数値“２”と等しいか否かが判断される。

カウンタＬの値が数値“２”と等しいとき、ステップＳ
２７において、カウンタＦＣのイ直およびカウンタＦＣ
１の値が等しいか否か判断する。このステップＳ２７に
おいて、“ＹＥＳ″が判断されたとき、ステップＳ２８
において、マイクロコンピュータはカウンタＦＣＩの値
とカウンタＦＣ２の値との平均値（ＦＣ１＋ＦＣ２）／
２を演算し、その演算結果がＤ／Ａ変換器１４５に与え
られる。したがって、ＶＣＯ１０２は２つのカウンタＦ
Ｃ１およびＦｅ２のカウント値の平均値で決まる周波数
で発振される。

なお、ステップ３２８の次のステップＳ２９においては
、レベル検波器１１５からの割込があるか否かを判断し
、その割込が生じたときは、それ以後第１２図図示のル
ーチンが実行される。

先のステップＳ２５において“ＮＯ″が判断されたとき
、すなわち、Ｌ＝０のとき、ステップＳ３０においてカ
ウンタＬがインクリメントされた後、ステップＳ３１に
おいてカウンタＦＣのカウント値をカウンタＦＣＩにセ
ットする。また、先のステップＳ２６において“Ｎｏ”
が判断されたとき、すなわち、Ｌ＝１のとき、ステップ
Ｓ３２においてカウンタＬがインクリメントされた後、
ステップＳ３３においてカウンタＦＣのカウント値をカ
ウンタＦＣ２にセットする。さらに、先のステップＳ２
７において“Ｎｏ”が判断されたとき、ステップＳ３７
において、カウンタＦＣ２のｆ直をカウンタＦＣＩにセ
ットしかつカウンタＦＣの値をカウンタＦＣ２にセット
する。

ステップ５３１．Ｓ３３またはＳ３７を実行した後、マ
イクロコンピュータは、ステップＳ３４において、判定
回路１６７の出力が１”であるか否かを判断する。この
ステップＳ３４において、“ＹＥＳ″が判断されたとき
、すなわち、ＶＣＯ１０２の周波数が高くされるべきと
き、マイクロコンピュータは、次のステップＳ３５にお
いてカウンタＦＣをインクリメントする。したがって、
そのインクリメントされたカウンタＦＣの値がＤ／Ａ変
換器１４５に与えられ、ＶＣＯ１０２はその値で決まる
周波数で発振される。その後、プロセスは先のステップ
Ｓ２３に戻り、タイミング信号発生器１２０からの割込
に備える。また、ステップＳ３４においてＮｏ”が判断
されたとき、すなわち、ＶＣＯ１０２の周波数が低くさ
れるべきとき、マイクロコンピュータは、次のステップ
Ｓ３６においてカウンタＦＣをディクリメントする。し
たがって、そのディクリメントされたカウンタＦＣの値
がＤ／Ａ変換器１４５に与えられ、ＶＣＯ１０２はその
値で決まる周波数で発振される。その後、プロセスは先
のステップＳ２３に戻り、タイミング信号発生器１２０
からの割込に備える。

このようにして、第１４図および第１５図で示す実施例
によれば１、ＶＣＯ１０２の周波数を高くすべきかまた
は低くすべきかが判定回路１６７によって判定されるの
で、ＶＣＯ１０２の周波数は必ず変調ＰＮ符号の周波数
をカバーすることができ、したがって、制御不能の状態
は生じない。

なお、耐雑音性を向上するために第１６図に示す実施例
も適用され得る。この第１６図に示す実施例では、スペ
クトラム拡散信号は入力端子１０１を経て、互いに同じ
である２つの乗算器１０９および１０９′に与えられる
。乗算器１０９には選択器１６８によって選択されたＰ
Ｎ符号発生回路１０８゛からの第１．第２および第３同
期化ＰＮ符号のいずれかが与えられるが、他方の乗算器
１０９′にはＰＮ符号発生回路１０８′からの１つの復
調ＰＮ符号が与えられる。乗算器１０９の出力は前述の
実施例と同様にバンドパスフィルタ１１０に与えられ、
乗算器１０９′の出力はバンドパスフィルタ１１０゛に
与えられる。２つのバンドパスフィルタ１１０および１
１０′は同じ構成を有する。そして、バンドパスフィル
タ１１０の出力はエンベロープ検波器１１１に与えられ
る。

この実施例では、乗算器１０９　’、バンドパスフィル
タ１１０′の経路がスペクトラム拡散信号に含まれるデ
ータの復調のために利用される。したがって、出力端子
１１７にはバンドパスフィルタ１１０’の出力が導出さ
れる。そして、検波器１１１の出力は前述の実施例と同
様に復調ＰＮ符号の位相制御すなわちＶＣＯ１０２の発
振出、力の制御のために利用される。

ただし、この実施例では、ＰＮ符号発生回路１０８’は
、第１７図に示すように、ＰＮ符号発生器１０８および
そこからのＰＮ符号を受けるカスケード接続された２つ
のＤフリップフロップ１７１および１７２を含む。ＰＮ
符号発生器１０８から出力されたＰＮ、符号はＤフリッ
プフロップ１７１を経て第１同期化ＰＮ符号（基準位相
符号）として選択器１６８に与えられ、Ｄフリップフロ
ップ１７１および１７２を経たＰＮ符号は第１同期化Ｐ
Ｎ符号に対して位相が遅れた第３同期化ＰＮ符号として
選択器１６８に与えられ、ＰＮ符号発生器１０８からの
ＰＮ符号は第１同期化ＰＮ符号に対して位相が進んだ第
２同期化ＰＮ符号として選択器１６８に与えられる。そ
して、第１同期化ＰＮ符号が復調ＰＮ符号として、前述
の乗算器１０９゛に与えられる。

また、第１６図実施例では、タイミング信号発生器１２
０からのリセット信号を１７２分周する分周器１６９が
設けられ、この分周器１６９の出力は判定回路（Ｄフリ
ップフロップ）１２３に与えられるとともに、選択器１
６８に与えられる。この実施例の復調回路はさらに周波
数逓倍器１７０を備えていて、この周波数逓倍器１７０
は選択器１０６を経た発振器１０５の発振信号または■
Ｃ０１０２の発振信号の周波数の２倍の周波数を有する
信号を発生する。そして、周波数逓倍器１７０の出力が
ＰＮ符号発生器１０８′に含まれるＤフリップフロップ
１７１および１７２のクロック信号として与えられる。

したがって、第１８図に示すように、ＰＮ符号発生器１
０８（第１７図）からの第２同期化ＰＮ符号がこのクロ
ック信号に応答してＤフリップフロップ１７１にラッチ
されることにより、１／２チツプ遅れた第１同期化ＰＮ
符号となり、さらに、Ｄフリップフロップ１７２にラッ
チされることにより、さらに１／２チツプ遅れた第３同
期化ＰＮ符号となる。

なお、選択器１６８は、分周器１６９からの信号がハイ
レベルのとき上述の第３同期化ＰＮ符号を選択し、ロー
レベルのとき第２同期化ＰＮ符号を選択する。

第１６図に示すスペクトラム拡散信号復調回路において
、スイッチ１１６を操作すると、ＲＳフッツブフロップ
１０７がリセットされ、その出力Ｑがローレベルになる
。したがって、選択器１０６は発振器１０５からの信号
を選択的にＰＮ符号発生回路１０８′に与える。この発
振器１０５からの発振信号がＰＮ符号発生回路１０８゛
に含まれるＰＮ符号発生器１０８のクロック信号として
与えられる。この状態では、ＰＮ符号発生器１０８の４
進カウンタ１２５（第２図）は能動化され、したがって
、このＰＮ符号発生器１０８からは第３図（Ｄ）に示す
ｘ、ｙおよびＺプラス不定ビットの計４ビットのデータ
の繰り返しであるＰＮ符号が出力される。このＰＮ符号
が第１６図実施のＤフリップ７０ツブ１７１および１７
２を経て、第１、第２および第３同期化ＰＮ符号として
出力される。また、ＲＳフリップフロップ１０７の出力
Ｑがローレベルであるので、選択器１６８は、Ｄフリ、
ツブフロップ１７１を経た第１同期化ＰＮ符号を選択す
る。したがって、この状態では、発振器１０５からの発
振信号をクロックとして用いた第１同期化ＰＮ符号が選
択器１６８から出力される。

この第１同期化ＰＮ符号が乗算器１０９において入力端
子からのスペクトラム拡散信号と乗算され、この第１同
期化ＰＮ符号と同じ復調ＰＮ符号が乗算器１０９′にお
いて入力スペクトラム拡散信号と乗算される。第１同期
化ＰＮ符号すなわち復調ＰＮ符号の位相とスペクトラム
拡散信号に含まれる変調ＰＮ符号の位相とが一致してい
なければ、スペクトラム逆拡散を行うことはできず、し
たがって、フィルタ１１０および１１０′からはどん゛
な出力も得られない。

前述のように、ＰＮ符号発生回路１０８°からの同期化
ＰＮ符号の位相がたとえば１２ビツト毎に変調ＰＮ符号
の位相と一致するように、同期化ＰＮ符号の位相が漸次
変化される。したがって、乗算器１０９及び１０９′す
なわち、バンドパスフィルタ１．１０および１１０′か
らの所定レベルの出力が得られる。応じて、レベル検波
器１１５からの出力がハイレベルとなり、ＲＳフリップ
フロップ１０７がセットされて、ＲＳフリップフロップ
１０７の出力Ｑがハイレベルとなる。そのため、選択器
１０６は発振器１０５からの出力に代えてＶＣＯ１０２
からの発振信号を選択してＰＮ符号発生回路１０８°に
与える。同時に、ＰＮ符号発生回路１０８゛のＰＮ符号
発生器１０８に含まれる４進カウンタ１２５（第２図）
に禁止信号がＲＳフリップフロップ１０７がら与えられ
るので、ＰＮ符号発生器１０８は、第２４図および第２
５図に示すＰＮ符号発生器８と同様に、３ビツトのデー
タの繰り返しであるＰＮ符号（第２５図（Ｂ））を出力
するようになる。

そして、入力されたスペクトラム拡散信号は乗算器１０
９および１０９′においてＰＮ符号発生回路１０８′か
ら出力された第１同期化ＰＮ符号および復調ＰＮ符号と
乗算され、その結果、スペクトラム拡散信号のキャリア
成分（ただし、キャリア成分が変調を受けている場合に
は変調されたキャリア成分）が乗算器１０９および１０
９’から出力される。

このキャリア成分がエンベロープ検波器１１１において
検波された後、積分回路１１８および出力端子１１７に
与えられる。

第１９図に示すように、積分回路１１８は前述の第１図
実施例と同様に構成されるが、比較器１２２の出力は、
インバータ１７３によって反転されて判定回路１２３′
を構成するイクスクルーシオアゲート１７４の一方入力
に与えられる。このイクスクルーシブオアゲート１７４
の他方入力には分周器１６９の出力が与えられ、その出
力が制御回路１２４に入力される。

積分回路１１８において、第６図（Ａ）に示すようなタ
イミング信号発生器１２０からのタロツク信号に応答し
て、Ａ／Ｄ変換器１３０（第１９図）によって、第６図
（Ｂ）に示すようなディジタルデータに変換される。Ａ
／Ｄ変換器１３０の出力ディジタルデータを第６図（Ｂ
）に示すようにａｌ、ａ２．　　・・・ａ　ｎ、　　ａ
　＋＋＋Ｉｊ　　ａｎ＋１・・・とすると、加算器１３
２の出力は、第６図（Ｄ）に示すように、ｂＩｔ　　ｂ
２　（＝ａ＋＋ｂ＋）　ｌ　”’＋　　ａ−（＝ａｓ−
＋＋ｂａ）、・・・どなる。すなわち、加算器１３２の
出力は、Ａ／Ｄ変換器１３０からの出力とラッチ回路１
３１からの出力とを累積した値のディジタルデータとな
る。このようにして、積分回路１１８において、近似的
に、検波−５１１１の出力が所定時間期間積分される。

また、ラッチ回路１３１の出力は、第６図（Ｃ）に示す
タイミング信号発生器１２０からのリセット／ホールド
信号に応じて、第１保持回路１１９にホールドされる。

そして、次のリセット／ホールド信号がタイミング信号
発生器１２０から与えられると、第１保持回路１１９に
ホールドされていたディジタルデータが第２保持回路１
２１にホールドされるとともに、第１保持回路１１９に
新たなディジタル積分回路１１８の出力ディジタルデー
タがホールドされる。この実施例では、分周器１６９に
おいて第２０図（Ａ）に示すタイミング信号発生器１２
０からのリセット信号を１／２分周し、第２０図（Ｂ）
に示すその分周器１６９の出力によって選択器１６８か
ら乗算器１０９には、第２０図（Ｃ）に示すように、第
３同期化ＰＮ符号及び第２同期化ＰＮ符号が交互に与え
られる。したがって、積分回路１１８には、第３同期化
ＰＮ符号と入力信号との乗算結果に基づく第１信号およ
び第２同期化ＰＮ符号と入力信号との乗算結果に基づく
第２信号が交互に入力される。したがって、積分回路１
１８の出力は第２０図（Ｄ）に示すようになる。この積
分回路１１８の出力はタイミング信号発生器１２０がら
のリセット信号に応答して第１保持回路１１９にホール
ドされ、第１保持回路１１９の出力が同じリセット／ホ
ールド信号に応答して第２保持回路１２１にホールドさ
れるので、第２０図（Ｅ）および第２０図（Ｆ）それぞ
れに示すように、第１保持回路１１９に上述の第１信号
の積分値ＩＶ３１．ＩＶ３２．・・・がホールドされる
ときには、第２保持回路１２１には上述の第２信号の積
分値ＩＶ２１．．ＩＶ２２．・・・がホールドされる。

なお、第２保持回路１２．１の最初にホールドされる積
分値ＩＶＯは、ゼロである。

そして、比較器１２２は、第１保持回路１１９０ホール
ドした積分値と第２保持回路１２１のホールドした積分
値とを比較することになる。前者が後者よりも大きいと
き、この比較回路１２２からはハイレベルの信号が出力
されるが、分周器１６９の出力がローレベルであるため
、判定回路１２３゛を構成するイクスクルーシブオアゲ
ート１７４の出力がローレベルとなり、制御回路１２４
を構成するチャージポンプ（第４図）のＰチャネルＦＥ
Ｔ１３６がオンされる。したがって、■Ｃ０１０２は、
その発振周波数が低くなるようにすなわち、ＰＮ符号発
生器１０８’がらの復調ＰＮ符号の位相が遅れるように
、制御される。

なお、このようなイクスクルーシブオアゲート１７４の
出力と分周器１６９の出力および比較器１２２の出力と
の関係が次表に示される。

表 分周器出力　　比較器出力 ハイレベル　　ハイレベル ハイレベル　　ローレベル ローレベル　　ハイレベル ローレベル　　ローレベル ＥＸ−ＯＲ出力 ハイレベル（進相） ローレベル（遅相） ローレベル（遅相） ハイレベル（進相） なお、この第１６図実施例においても、先の実 施例と同様に、Ｄフリップフロップを用いて判定回路１
２３′を構成してもよく、また、先の実施例に用いられ
た任意の制御回路１２４が採用されてもよい。

第１６図実施例によれば、乗算器１０９°、バンドパス
フィルタ１１０′による信号復調用経路と復調ＰＮ符号
を変調ＰＮ符号に同期させるための経路とを独立に形成
したので、同期用ＰＮ符号の位相変化量を大きくするこ
とができ、したがって、外米ノイズによる影響が軽減さ
れる。

上述の実施例ではいずれも、第１時間および第１時間と
は異なる第２時間のそれぞれにおけるパンドパ、スフィ
ルタ手段の出力に関連する第１値及び第２値として、積
分値を用いた。しかしながら、この積分値に代えて、第
２１図に示すように、異なる時間にサンプリングされた
バンドパスフィルタ１１０の出力を比較するようにして
もよい 第２１図実施例においては、バンドパスフィルタ１１０
（第１図等）の出力がサンプルホールド回路１７５に与
えられる。このサンプルホールド回路１７５は、タイミ
ング信号発生器１２０がらのクロック信号に応答して、
バンドパスフィルタ１１０の出力をサンプリングする。

サンプルホールド回路１７５の出力が所定の遅延時間を
有する遅延回路１７６に与えられるとともに、比較器１
２２°の一方入力に与えられる。遅延回路１７６の出力
が保持回路１７７に与えられる。クロック信号に応答し
て遅延回路１７６から第１保持回路１７７に信号が出力
される。したがって、保持回路１７７の出力はサンプル
ホールド回路１７５とは異なる時間でサンプリングされ
た信号となる。

そして、この保持回路１７７の出力が比較器１１２′の
他方入力に与えられる。比較器１２２′の出力が判定回
路すなわちＤフリップフロップ１２３に与えられる。

第２１図実施例においても、異なる時間に得られたバン
ドパスフィルタ１１０の出力に関連する値を比較するよ
うにしているので、前述の実施例と同様に、従来のタウ
・デイザ法において要求された位相変調器を用いる必要
がない。

（ト）発明の効果 本発明に依れば、異なる時間におけるフィルタ手段の出
力に関連する値を保持し、次いで各保持された値を比較
し、この比較結果に応じて周波数可変発振器の発振周波
数を制御するようにしたので、従来のタウ・デイザ法で
必要であった位相変調器を省略することが出来、回路構
成の簡素化を計れる。

また、スペクトラム拡散信号に含まれる符号の周波数と
周波数可変発振器の高い方の周波数との差及び前記符号
の周波数と低い方の周波数との差が小さくなるようにす
れば、位相制御時の信号レベルの変動を抑制することが
出来、Ｓ／Ｎの向上を計れる。

更に、復調系と同期制御系とを独立して設ければ、同期
制御系における符号位相の変化を大きくすることが出来
、同期制御における雑音の影響を軽減することが出来る
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は符号発生
器の一例を示す図、第３図（Ａ　）（Ｂ　）（Ｃ）（Ｄ
）は第２図の動作を示すタイミング図、第４図は第１図
の要部詳細図、第５図はタイミング信号発生器を示すブ
ロック図、第６図（Ａ　）（Ｂ　）（Ｃ）（Ｄ　）（Ｅ
　）（Ｆ　）は第１図実施例の動作を示すタイミング図
、第７図はタイミング信号発生器の他の例を示す図、第
８図（Ａ　）（Ｂ　）（Ｃ’Ｉは第７図の動作を示す波
形図、第９図は第１図実施例におけるＰＮ符号の相対位
相変化に対する信号振幅の変化を示す図、第１０図は他
の実施例を示す図、第１１図は第１０図実施例における
制御回路を示す図、第１２図は第１１図の動作を、示す
フローチャート、第１３図は第１０図の動作を示すフロ
ーチャート、第１４図は他の実施例を示す図、第１５図
は第１４図の動作を示すフローチャート、第１６図はさ
らに他の実施例を示す図、第１７図は第１６図の符号発
生器の一例を示す図、第１８図（Ａ）（Ｂ　）（Ｃ）（
Ｄ　）（Ｅ　）は符号発生器の動作を示すタイミング図
、第１９図は第１６図の要部を示す図、第２０図（Ａ　
）（Ｂ　）（Ｃ）（Ｄ　）（Ｅ　）（Ｆ　）は第１９図
の動作を示すタイミング図、第２１図は比較回路および
その関連部分の変形例を示す要部ブロック図、第２２図
は従来例を示す図、第２３図は第２２図における符号位
相と信号振幅の関係を示す図、第２４図は符号発生器の
一例を示す図、第２５図（Ａ　）（Ｂ　）は第２４図の
動作を示すタイミング図である。 （１０１）・・・入力端子、（１０２）・・ＶＣＯｌ（
１０８）・・・符号発生器、（１０９）・・・乗算器、
（１１０）・・・ＢＰＦ、（１１８）・・・積分回路、
（１１９）・・・第１保持回路、（１２１）・・第２保
持回路、（１２２）・・・比較回路、（１２４）・・・
制御回路。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）印加される制御信号に応じてその周波数が変化す
   る周波数可変発振器と、この周波数可変発振器の発振信
   号をクロックとして拡散符号を発生するための符号発生
   手段と、入力されたスペクトラム拡散信号と前記拡散符
   号とを乗算する乗算手段と、この乗算手段の出力を受け
   るフィルタ手段と、第１の時間におけるフィルタ手段の
   出力に関連する第１の値を保持するための第１保持手段
   と、前記第１の時間とは異なる第２の時間におけるフィ
   ルタ手段の出力に関連する第２の値を保持するための第
   ２保持手段と、前記第１保持手段及び第２保持手段に夫
   々保持された前記第１の値及び第２の値を比較するため
   の比較手段と、この比較手段の出力に応じて入力された
   スペクトラム拡散信号に含まれる符号と前記符号発生手
   段からの拡散符号とを同期させるように前記周波数可変
   発振器を制御する前記制御信号を出力するための制御手
   段とを具備したことを特徴とするスペクトラム拡散信号
   復調回路。
2. （２）前記第１保持手段及び第２保持手段が、夫々前記
   フィルタ手段の出力をサンプリングした前記第１の値及
   び第２の値を保持することを特徴とする請求項１記載の
   スペクトラム拡散信号復調回路。
3. （３）前記フィルタ手段の出力を積分する積分手段を有
   し、前記第１保持手段及び第２保持手段が、夫々前記積
   分手段の異なる積分期間における積分出力を保持するこ
   とを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散信号復
   調回路。
4. （４）前記制御手段が、前記周波数可変発振器の発振周
   波数を高い周波数または低い周波数に２値的に変化させ
   る周波数変化手段を含むことを特徴とする請求項１記載
   のスペクトラム拡散信号復調回路。
5. （５）前記周波数変化手段が、スペクトラム拡散信号に
   含まれる符号の周波数と前記高い周波数との差及び前記
   符号の周波数と前記低い周波数との差が小さくなるよう
   に前記発振周波数を変化する手段を含むことを特徴とす
   る請求項４記載のスペクトラム拡散信号復調回路。
6. （６）前記符号発生手段が、基準位相符号と、この基準
   位相符号に対して夫々異なる時間差を有する２つの同期
   化符号を発生することを特徴とする請求項１記載のスペ
   クトラム拡散信号復調回路。
7. （７）乗算手段が、入力されたスペクトラム拡散信号と
   前記基準位相符号とを乗算する第１乗算手段と、入力さ
   れたスペクトラム拡散信号といずれか一方の、同期化符
   号とを乗算する第２乗算手段とよりなり、この第２乗算
   手段の出力を前記フィルタ手段に供給するようにしたこ
   とを特徴とする請求項６記載のスペクトラム拡散信号復
   調回路。