JPH03190405A - 交流信号発生装置 - Google Patents
交流信号発生装置Info
- Publication number
- JPH03190405A JPH03190405A JP1330479A JP33047989A JPH03190405A JP H03190405 A JPH03190405 A JP H03190405A JP 1330479 A JP1330479 A JP 1330479A JP 33047989 A JP33047989 A JP 33047989A JP H03190405 A JPH03190405 A JP H03190405A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- voltage
- frequency
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 30
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005283 ground state Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は例えば１０Ｈｚ〜４０ＭＨｚの周波数の定電
圧又は定電流の交流信号を分解能１ ｐｐｍ程度で発生
する交流信号発生装置に関する。
圧又は定電流の交流信号を分解能１ ｐｐｍ程度で発生
する交流信号発生装置に関する。
「従来の技術」
従来の定電圧交流信号発生装置は第４図に示すように、
交流信号源１１より設定した電圧Ｖ、の交流信号を発生
し、これを差動増幅器１２へ供給し、その差動増幅器１
２の出力を出力端子１３を通じて負荷１４へ供給し、負
荷１４の電圧を端子１５を通じて差動増幅器１２へ負帰
還して、負荷１４に設定電圧■１が印加されるようにし
ていた。
交流信号源１１より設定した電圧Ｖ、の交流信号を発生
し、これを差動増幅器１２へ供給し、その差動増幅器１
２の出力を出力端子１３を通じて負荷１４へ供給し、負
荷１４の電圧を端子１５を通じて差動増幅器１２へ負帰
還して、負荷１４に設定電圧■１が印加されるようにし
ていた。
あるいは第５図に示すように交流信号１ｌＪＸ１１より
交流信号を発生し、これを、サーミスタのような感熱抵
抗素子又はＣｄＳのような感光抵抗素子、或いは磁気抵
抗素子などの可変抵抗素子１６を通じて演算増幅器１７
の反転入力端へ供給し、′演算増幅器１７の非反転入力
端を接地し、反転入力端と出力端とを負帰還抵抗器１８
で接続し、演算増幅器１７の出力を出力端子１３を通じ
て負荷１４へ供給し、負荷１４の電圧Ｖ、を端子１５を
通じて出力検出回路１９へ供給し、出力検出回路１９で
負荷電圧■３の絶対値１■、１をとり、その平均値を出
力し、その平均値と基準電圧■、とを比較回路２１で比
較し、その比較出力で可変抵抗素子１６の抵抗値を制御
して、負荷電圧（振幅）の平均値が基準電圧Ｖ、となる
ようにしていた。
交流信号を発生し、これを、サーミスタのような感熱抵
抗素子又はＣｄＳのような感光抵抗素子、或いは磁気抵
抗素子などの可変抵抗素子１６を通じて演算増幅器１７
の反転入力端へ供給し、′演算増幅器１７の非反転入力
端を接地し、反転入力端と出力端とを負帰還抵抗器１８
で接続し、演算増幅器１７の出力を出力端子１３を通じ
て負荷１４へ供給し、負荷１４の電圧Ｖ、を端子１５を
通じて出力検出回路１９へ供給し、出力検出回路１９で
負荷電圧■３の絶対値１■、１をとり、その平均値を出
力し、その平均値と基準電圧■、とを比較回路２１で比
較し、その比較出力で可変抵抗素子１６の抵抗値を制御
して、負荷電圧（振幅）の平均値が基準電圧Ｖ、となる
ようにしていた。
［発明が解決しようとする課題」
第４図の従来装置では差動増幅器１２の入力側が仮想接
地状態にならないため、歪が大きくなり、また動作点が
変ると歪が変化する。更に差動増幅器Ｉ２と負荷Ｉ４と
の間の距離が大きいと、差動増幅器１２の出力端子１３
からその反転入力端までの信号位相遅れが大きくなり、
正帰還となって発振するおそれが生じ、高周波（１０に
Ｈｚ以上）では使用できない。
地状態にならないため、歪が大きくなり、また動作点が
変ると歪が変化する。更に差動増幅器Ｉ２と負荷Ｉ４と
の間の距離が大きいと、差動増幅器１２の出力端子１３
からその反転入力端までの信号位相遅れが大きくなり、
正帰還となって発振するおそれが生じ、高周波（１０に
Ｈｚ以上）では使用できない。
第５図に示した装置では可変抵抗素子１６の抵抗値を制
御する方式であるが、この可変抵抗素子１６は入力電圧
に対する出力電流特性が非線形であるため、信号歪が大
きくなり、基本波で一４０ｄＢ程度もある。出力検出回
路１９での絶対値ＩＶ。
御する方式であるが、この可変抵抗素子１６は入力電圧
に対する出力電流特性が非線形であるため、信号歪が大
きくなり、基本波で一４０ｄＢ程度もある。出力検出回
路１９での絶対値ＩＶ。
を平均値に変換する速度は速いが、高い周波数（１００
ｋＨｚ以上）では絶対値１ｖ８１を得る回路の精度が得
られない。絶対値１■五 １を得て平均値を求める回路
を熱平衡ブリッジで構成した場合は高い周波数まで高い
精度が得られるが、応答速度が遅い。
ｋＨｚ以上）では絶対値１ｖ８１を得る回路の精度が得
られない。絶対値１■五 １を得て平均値を求める回路
を熱平衡ブリッジで構成した場合は高い周波数まで高い
精度が得られるが、応答速度が遅い。
「課題を解決するための手段」
この発明によれば設定した周波数のデジタル正弦波信号
を発生し、そのデジタル正弦波信号をＤ＾変換器でアナ
ログ正弦波信号に変換して、出力するデジタル直接周波
数シンセサイザが用いられ、そのデジタル直接周波数シ
ンセサイザの出力電圧又は出力電流の平均値又は実効値
、或は最大値が出力検出回路で検出され、その出力検出
回路の検出出力と基準値とが比較回路で比較され、その
差に応じてこれがゼロになるように上記ＤＡ変換器の基
準電圧が負帰還制御される。出力検出回路の入力側にサ
ンプルホールド回路が挿入され、低い周波数の信号に変
換されて出力検出回路へ供給される。
を発生し、そのデジタル正弦波信号をＤ＾変換器でアナ
ログ正弦波信号に変換して、出力するデジタル直接周波
数シンセサイザが用いられ、そのデジタル直接周波数シ
ンセサイザの出力電圧又は出力電流の平均値又は実効値
、或は最大値が出力検出回路で検出され、その出力検出
回路の検出出力と基準値とが比較回路で比較され、その
差に応じてこれがゼロになるように上記ＤＡ変換器の基
準電圧が負帰還制御される。出力検出回路の入力側にサ
ンプルホールド回路が挿入され、低い周波数の信号に変
換されて出力検出回路へ供給される。
「実施例」
第１図にこの発明の実施例を示す。この発明ではデジタ
ル直接周波数シンセサイザ２２が設けられる。デジタル
直接周波数シンセサイザ２２はデジタル正弦波発生部２
３で設定された周波数のデジタル正弦波信号が発生され
、そのデジタル正弦波信号はＤＡ変換器２４でアナログ
正弦波信号に変換され、このアナログ正弦波信号は低域
通過ろ波器２５に通されて波形補間、つまり滑らかな波
形とされ、その出力は増幅器２６で増幅され、出力端子
１３を通じて負荷１４へ供給される。負荷１４の電圧が
端子１５より取出され、周波数変換器２７で低い周波数
の信号に変換され、その変換された信号は出力検出回路
１９で平均値又は実効値、或は最大値が検出される。例
えば入力信号の絶対値が作られ、その絶対値から平均値
が求められ、従来技術と同様の構成とすることができ、
例えば演算増幅器を用いて構成される。出力検出回路１
９の検出出力は比較回路２１で基準源２８の基準電圧■
、と比較され、これらの差に応じてＤＡ変換器２４の基
準電圧が負帰還＠御される。つまりＤＡ変換器２４のア
ナログ正弦波信号出力の振幅はＤＡ変換器２４の基準電
圧に比例するが、比較回路２１の出力でＤＡ変換器２４
の基準電圧を制御して比較回路２１の出力がゼロになる
ようにされる。従って端子１５の負荷電圧の平均値が基
準電圧Ｖ。と等しくなる。
ル直接周波数シンセサイザ２２が設けられる。デジタル
直接周波数シンセサイザ２２はデジタル正弦波発生部２
３で設定された周波数のデジタル正弦波信号が発生され
、そのデジタル正弦波信号はＤＡ変換器２４でアナログ
正弦波信号に変換され、このアナログ正弦波信号は低域
通過ろ波器２５に通されて波形補間、つまり滑らかな波
形とされ、その出力は増幅器２６で増幅され、出力端子
１３を通じて負荷１４へ供給される。負荷１４の電圧が
端子１５より取出され、周波数変換器２７で低い周波数
の信号に変換され、その変換された信号は出力検出回路
１９で平均値又は実効値、或は最大値が検出される。例
えば入力信号の絶対値が作られ、その絶対値から平均値
が求められ、従来技術と同様の構成とすることができ、
例えば演算増幅器を用いて構成される。出力検出回路１
９の検出出力は比較回路２１で基準源２８の基準電圧■
、と比較され、これらの差に応じてＤＡ変換器２４の基
準電圧が負帰還＠御される。つまりＤＡ変換器２４のア
ナログ正弦波信号出力の振幅はＤＡ変換器２４の基準電
圧に比例するが、比較回路２１の出力でＤＡ変換器２４
の基準電圧を制御して比較回路２１の出力がゼロになる
ようにされる。従って端子１５の負荷電圧の平均値が基
準電圧Ｖ。と等しくなる。
次に第２図を参照して更に具体的なこの発明の詳細な説
明する。デジタル直接周波数シンセサイザ２２において
は基準発振器２９からの周波数ｆ０のクロック信号が周
波分周器３１で分周比設定器３２により設定されたｍ分
の１に周波数分周され、クロックとしてフェイズアキュ
ムレータ（累積加算器）３３へ供給される。フェイズア
キエムレータ３３はクロックが入力されるごとに位相増
加量設定器３４で設定された値ｎが累積加算され、その
結果をにビットのデータ３５として出力する。このデー
タ３５は正弦波波形の各サンプル点の振幅値を記憶した
正弦波メモリ３６にアドレスとして供給され、このメモ
リ３６が読み出され、その読み出し出力は周波数分周器
３１の出力クロックでラッチ３７にラッチされる。ラッ
チ３７からデジタル正弦波信号３８が得られる。このデ
ジタル正弦波信号３８の周期はｍ・２” ／ （ｆｏ・
ｎ）であり、この値は分周比設定器３２の設定値ｍと位
相増加量設定器３４の設定値ｎとにより決まる。デジタ
ル正弦波信号３日はＤＡ変換器２４でアナログ正弦波信
号に変換される。
明する。デジタル直接周波数シンセサイザ２２において
は基準発振器２９からの周波数ｆ０のクロック信号が周
波分周器３１で分周比設定器３２により設定されたｍ分
の１に周波数分周され、クロックとしてフェイズアキュ
ムレータ（累積加算器）３３へ供給される。フェイズア
キエムレータ３３はクロックが入力されるごとに位相増
加量設定器３４で設定された値ｎが累積加算され、その
結果をにビットのデータ３５として出力する。このデー
タ３５は正弦波波形の各サンプル点の振幅値を記憶した
正弦波メモリ３６にアドレスとして供給され、このメモ
リ３６が読み出され、その読み出し出力は周波数分周器
３１の出力クロックでラッチ３７にラッチされる。ラッ
チ３７からデジタル正弦波信号３８が得られる。このデ
ジタル正弦波信号３８の周期はｍ・２” ／ （ｆｏ・
ｎ）であり、この値は分周比設定器３２の設定値ｍと位
相増加量設定器３４の設定値ｎとにより決まる。デジタ
ル正弦波信号３日はＤＡ変換器２４でアナログ正弦波信
号に変換される。
３９へ供給されてそれぞれ正弦波電圧に変換される。正
弦波電流が大振幅の時はスイッチ４１．４２をオフとし
て変換抵抗値を大とし、小振幅の時はスイッチ４１．４
２をオンとして変換抵抗値を小とする。これら変換され
た正弦波電圧は直流除去回路４３で互いに引算されて直
流分が除去され、交流分の振幅が２倍とされる。この交
流分のみの正弦波信号は低域通過ろ波器２５を通じて増
幅器２６へ供給される。増幅器２６は利得を変更できる
ようにされており、増幅器２６の出力端子１３ｈの出力
電圧と負荷１４の端子１５ｈの負荷電圧との差が大きい
時はスイッチ４４をオフとして高利得とし、出力電圧と
負荷電圧との差が小さい時はスイッチ４４をオンとして
低利得とする。
弦波電流が大振幅の時はスイッチ４１．４２をオフとし
て変換抵抗値を大とし、小振幅の時はスイッチ４１．４
２をオンとして変換抵抗値を小とする。これら変換され
た正弦波電圧は直流除去回路４３で互いに引算されて直
流分が除去され、交流分の振幅が２倍とされる。この交
流分のみの正弦波信号は低域通過ろ波器２５を通じて増
幅器２６へ供給される。増幅器２６は利得を変更できる
ようにされており、増幅器２６の出力端子１３ｈの出力
電圧と負荷１４の端子１５ｈの負荷電圧との差が大きい
時はスイッチ４４をオフとして高利得とし、出力電圧と
負荷電圧との差が小さい時はスイッチ４４をオンとして
低利得とする。
増幅器２６の出力端は抵抗器４４を通じて出力端子１３
ｈに接続され、抵抗器４５と並列にスイッチ４６．４７
をそれぞれ通じて抵抗器４８．４９が接続され、定イン
ピーダンスモードで使用する場合の出力インピーダンス
の切替えや、出力端子１３ｈでの定電流モード動作時の
電流検出抵抗値の切替えのためにスイッチ４６．４７が
オン、オフされる。出力端子１３ｈはケーブル５１を通
じて負荷１４の一端に接続され、負荷１４の他端はケー
ブル５２を通じて低圧側出力端子１３１に接続される。
ｈに接続され、抵抗器４５と並列にスイッチ４６．４７
をそれぞれ通じて抵抗器４８．４９が接続され、定イン
ピーダンスモードで使用する場合の出力インピーダンス
の切替えや、出力端子１３ｈでの定電流モード動作時の
電流検出抵抗値の切替えのためにスイッチ４６．４７が
オン、オフされる。出力端子１３ｈはケーブル５１を通
じて負荷１４の一端に接続され、負荷１４の他端はケー
ブル５２を通じて低圧側出力端子１３１に接続される。
低圧側出力端子１３Ｉ！はスイッチ５３を通して接地さ
れると共にスイッチ５４を通じて電流電圧変換器５５に
接続される。抵抗器４５の両端はそれぞれ高入力インピ
ーダンスのバッファ５６゜５７を通して差動増幅器５８
に接続され、その増幅器２６側に接続されたバッファ５
６と差動増幅器５８との間にスイッチ５９が挿入されて
いる。
れると共にスイッチ５４を通じて電流電圧変換器５５に
接続される。抵抗器４５の両端はそれぞれ高入力インピ
ーダンスのバッファ５６゜５７を通して差動増幅器５８
に接続され、その増幅器２６側に接続されたバッファ５
６と差動増幅器５８との間にスイッチ５９が挿入されて
いる。
負荷１４の両端の端子１５ｈ、１５ｆはそれぞれ高入力
インピーダンスのバッファ６１．６２を通じて差動増幅
器６３に接続される。切替スイッチ６４により差動増幅
器５８の出力側ａと、電流電圧変換器５５の出力側すと
、差動増幅器６３の出力側Ｃとを周波数変換器としての
サンプルホールド回路２７に切替え接続することができ
る。
インピーダンスのバッファ６１．６２を通じて差動増幅
器６３に接続される。切替スイッチ６４により差動増幅
器５８の出力側ａと、電流電圧変換器５５の出力側すと
、差動増幅器６３の出力側Ｃとを周波数変換器としての
サンプルホールド回路２７に切替え接続することができ
る。
基準発振器２９の出力クロック信号が周波数分周器６５
で分周比設定器６６の設定値２分の１に周波数分周され
、その分周出力はサンプルパルス発生器６７で立上り微
分されてサンプルパルスが作られ、この一定パルス幅で
周波数ｆ□＝「。／ｐのサンプルパルスによりサンプル
ホールド回路２７でその人力（８号がサンプルホールド
される。サンプルホールド回路２７の出力は出力検出回
路１９で絶対値がとられた後、平均値が求められる。そ
の平均値を求める回路の時定数は、例えば出力検出回路
１９の入力信号の周波数ｆ、が１０Ｈｚで１秒、１００
Ｈｚで０．１秒、１ ｋ）ｌｘ以上で０．０１秒程度に
、スイッチ６８．６９のオン、オフで設定される。出力
検出回路１９の出力は比較回路２１で基準源２８の基準
電圧■１と比較される。比較回路２１には発振が生じな
いようにオープンループの位相補償を行うため抵抗器７
１，７２、コンデンサ７３が接続されている。基準源２
８は出力レベル設定器７４で設定された値りがＤＡ変換
器７５でアナログ電圧に変換され、その出力が分圧され
て基準電圧■。として比較回路２１へ供給される。
で分周比設定器６６の設定値２分の１に周波数分周され
、その分周出力はサンプルパルス発生器６７で立上り微
分されてサンプルパルスが作られ、この一定パルス幅で
周波数ｆ□＝「。／ｐのサンプルパルスによりサンプル
ホールド回路２７でその人力（８号がサンプルホールド
される。サンプルホールド回路２７の出力は出力検出回
路１９で絶対値がとられた後、平均値が求められる。そ
の平均値を求める回路の時定数は、例えば出力検出回路
１９の入力信号の周波数ｆ、が１０Ｈｚで１秒、１００
Ｈｚで０．１秒、１ ｋ）ｌｘ以上で０．０１秒程度に
、スイッチ６８．６９のオン、オフで設定される。出力
検出回路１９の出力は比較回路２１で基準源２８の基準
電圧■１と比較される。比較回路２１には発振が生じな
いようにオープンループの位相補償を行うため抵抗器７
１，７２、コンデンサ７３が接続されている。基準源２
８は出力レベル設定器７４で設定された値りがＤＡ変換
器７５でアナログ電圧に変換され、その出力が分圧され
て基準電圧■。として比較回路２１へ供給される。
比較回路２１の出力とＤＡ変換器７５の出力とがスイッ
チ７６で切替えられてＤＡ変換器２４の基準電圧端子へ
供給される。定インピーダンス出力モードで使用する場
合はスイッチ７６はＤＡ変換器７５の出力側に接続され
、定電圧又は定電流モトで伏用ＣＯや場合は菖イア１７
０は比較回路２１の出力側に接続される。
チ７６で切替えられてＤＡ変換器２４の基準電圧端子へ
供給される。定インピーダンス出力モードで使用する場
合はスイッチ７６はＤＡ変換器７５の出力側に接続され
、定電圧又は定電流モトで伏用ＣＯや場合は菖イア１７
０は比較回路２１の出力側に接続される。
出力端子１３ｈを定電圧とする場合はスイッチ５３をオ
ン、５４をオフ、スイッチ５９をオフとし、切替スイッ
チ６４をａ側とし、スイッチ７６を比較回路２１側とす
る。この時出力端子１３ｈの出力電圧が差動増幅器５８
より出力され、この電圧が切替スイッチ６４を通じてサ
ンプルホールド回路２７へ供給され、出力検出回路１９
の出力が基準電圧■、と等しくなるような電圧が出力端
子１３ｈに得られる。出力端子１３ｈの出力電流（負荷
電流とケーブル５１の漏れ１ｉ流との和）を定電流とす
る場合は、上述においてスイッチ５９をオンとする。こ
の時、抵抗器４５の両端間電圧、つまり出力端子１３ｈ
を流れる電流と対応した電圧が差動増幅器５８の出力に
得られ、これがサンプルホールド回路２７へ供給されて
、出力端子１３ｈの出力電流が一定値に保持される。
ン、５４をオフ、スイッチ５９をオフとし、切替スイッ
チ６４をａ側とし、スイッチ７６を比較回路２１側とす
る。この時出力端子１３ｈの出力電圧が差動増幅器５８
より出力され、この電圧が切替スイッチ６４を通じてサ
ンプルホールド回路２７へ供給され、出力検出回路１９
の出力が基準電圧■、と等しくなるような電圧が出力端
子１３ｈに得られる。出力端子１３ｈの出力電流（負荷
電流とケーブル５１の漏れ１ｉ流との和）を定電流とす
る場合は、上述においてスイッチ５９をオンとする。こ
の時、抵抗器４５の両端間電圧、つまり出力端子１３ｈ
を流れる電流と対応した電圧が差動増幅器５８の出力に
得られ、これがサンプルホールド回路２７へ供給されて
、出力端子１３ｈの出力電流が一定値に保持される。
負荷電流を定電流とする場合は、スイッチ５３をオフと
し、スイッチ５４をオンとし、切替スイッチ６４をｂ側
とし、スイッチ７６を比較回路２１側とする。この時、
電流電圧変換器５５０入力端は仮想接地となり、これに
負荷１４を流れた電流が供給され、この負荷電流が電圧
に変換されてサンプルホールド回路２７へ供給され、負
荷電流が一定値に保持される。電流電圧変換器５５はス
イッチ７７．７８で変換利得を変更できる。負荷１４の
両端間電圧（ケーブルに影響されない電圧）を一定値と
する場合は、切替スイッチ６４をＣ側とし、スイッチ７
６を比較回路２１側とする。この時、差動増幅器６３か
ら負荷１４の両端間電圧が得られ、これがサンプルホー
ルド回路２７へ供給され、負荷１４の両端間電圧が一定
値に保持される。
し、スイッチ５４をオンとし、切替スイッチ６４をｂ側
とし、スイッチ７６を比較回路２１側とする。この時、
電流電圧変換器５５０入力端は仮想接地となり、これに
負荷１４を流れた電流が供給され、この負荷電流が電圧
に変換されてサンプルホールド回路２７へ供給され、負
荷電流が一定値に保持される。電流電圧変換器５５はス
イッチ７７．７８で変換利得を変更できる。負荷１４の
両端間電圧（ケーブルに影響されない電圧）を一定値と
する場合は、切替スイッチ６４をＣ側とし、スイッチ７
６を比較回路２１側とする。この時、差動増幅器６３か
ら負荷１４の両端間電圧が得られ、これがサンプルホー
ルド回路２７へ供給され、負荷１４の両端間電圧が一定
値に保持される。
切替スイッチ７９により差動増幅器５８の出力側ａと、
電流電圧変換器５５の出力側すと、差動増幅器６３の出
力側Ｃとをサンプルホールド回路８１に切替え接続する
ことができるようにされ、サンプルホールド回路８１で
その入力がサンプルパルス発生器６７のサンプルパルス
によりサンプルホールドされて低周波数の信号に変換さ
れ、サンプルホールド回路８１の出力は出力検出回路１
９と同一構成の出力検出回路８２へ供給され、出力検出
回路８２の出力はＡＤ変換器８３でデジタル値に変換さ
れ、そのデジタル値は表示器８４へ供給される。各種ス
イッチの設定により、出力端子１３ｈの電圧又は電流、
負荷電流、負荷電圧を表示器８４に表示させることがで
きる。
電流電圧変換器５５の出力側すと、差動増幅器６３の出
力側Ｃとをサンプルホールド回路８１に切替え接続する
ことができるようにされ、サンプルホールド回路８１で
その入力がサンプルパルス発生器６７のサンプルパルス
によりサンプルホールドされて低周波数の信号に変換さ
れ、サンプルホールド回路８１の出力は出力検出回路１
９と同一構成の出力検出回路８２へ供給され、出力検出
回路８２の出力はＡＤ変換器８３でデジタル値に変換さ
れ、そのデジタル値は表示器８４へ供給される。各種ス
イッチの設定により、出力端子１３ｈの電圧又は電流、
負荷電流、負荷電圧を表示器８４に表示させることがで
きる。
次にサンプルホールド回路２７．８１における周波数変
換動作について説明する。負荷１４へ供給する交流信号
の周波数ｒ ｏｓｃは前述したようにＮはゼロを含む整
数である。
換動作について説明する。負荷１４へ供給する交流信号
の周波数ｒ ｏｓｃは前述したようにＮはゼロを含む整
数である。
この結果、ｒ、はＯ≦ｆｓ ＜ｆｓｓ／２に変換され、
振幅は入力と同一である０例えばｆ。＝１０２．４ＭＩ
ＩＺ、ｍ＝１．に＝１６とし１． ＝１０００ （固定
）でｆ ５ｓ＝＝１０２．４ ｋ）ｌｘとなり、設定さ
れるｎにより、ｆ ＯＩＣは下記のようにｆｓに変換さ
れる。
振幅は入力と同一である０例えばｆ。＝１０２．４ＭＩ
ＩＺ、ｍ＝１．に＝１６とし１． ＝１０００ （固定
）でｆ ５ｓ＝＝１０２．４ ｋ）ｌｘとなり、設定さ
れるｎにより、ｆ ＯＩＣは下記のようにｆｓに変換さ
れる。
ｍ ・ ２ｋ
ｍ、 ｎ （共に整数）を調整して目的の周波数とする
。サンプリング周波数ｆ３Ｈはｆ。／ｐ（Ｈｚ）であり
、ｆｏを固定としてｐ（整数）を調整して目的のサンプ
リングを行う、ｆｏｓｃに対しｆｓＭの分解能は非常に
粗い。サンプルホールド回路２７．８１で周波数変換さ
れて出力される信号の周波数ｆｓは次のようになる。
。サンプリング周波数ｆ３Ｈはｆ。／ｐ（Ｈｚ）であり
、ｆｏを固定としてｐ（整数）を調整して目的のサンプ
リングを行う、ｆｏｓｃに対しｆｓＭの分解能は非常に
粗い。サンプルホールド回路２７．８１で周波数変換さ
れて出力される信号の周波数ｆｓは次のようになる。
（Ａ） Ｎ・ｒｓｎ ５ｒｏｓｃ ＜ （Ｎ＋
） ・ｆｓ＋＋の場合はｆｓ ＝ ｆｏｓｃ Ｎ
−ｆｓｎ（Ｂ） （Ｎ ＋ ） ・ｆ ｓ、
Ｉ＜ ｆ ｏｓｃ ≦（Ｎ＋ １） ・ｆ ｓ＋＋の
場合ばｒｓ ＝ （Ｎ＋１） ・ｆｓｎ−ｆ＋ｓｃ出力
検出回路１９の検出精度が良く、かつ応答速度が速い動
作周波数と変換周波数ｆ、とがほぼ一致するように、ｒ
ｏｓｃに応じてｆ□を変化させた方がよい。
） ・ｆｓ＋＋の場合はｆｓ ＝ ｆｏｓｃ Ｎ
−ｆｓｎ（Ｂ） （Ｎ ＋ ） ・ｆ ｓ、
Ｉ＜ ｆ ｏｓｃ ≦（Ｎ＋ １） ・ｆ ｓ＋＋の
場合ばｒｓ ＝ （Ｎ＋１） ・ｆｓｎ−ｆ＋ｓｃ出力
検出回路１９の検出精度が良く、かつ応答速度が速い動
作周波数と変換周波数ｆ、とがほぼ一致するように、ｒ
ｏｓｃに応じてｆ□を変化させた方がよい。
サンプルホールド回路２７の振幅のダイナミックレンジ
が狭い場合は第３図に示すように、小振幅入力の場合は
増幅器７９でＡｄＢ増幅してサンプルホールド回路２７
へ供給し、サンプルホールド回路２７の出力を減衰器８
１でＡｄＢ［衰させて、出力検出回路１９へ供給し、大
振幅入力の場合は減衰器８２でＢｄＢ減衰してサンプル
ホールド回路２７へ供給し、サンプルホールド回路２７
の出力を増幅器８３でＢｄＢ増幅して出力検出回路１９
へ供給する。
が狭い場合は第３図に示すように、小振幅入力の場合は
増幅器７９でＡｄＢ増幅してサンプルホールド回路２７
へ供給し、サンプルホールド回路２７の出力を減衰器８
１でＡｄＢ［衰させて、出力検出回路１９へ供給し、大
振幅入力の場合は減衰器８２でＢｄＢ減衰してサンプル
ホールド回路２７へ供給し、サンプルホールド回路２７
の出力を増幅器８３でＢｄＢ増幅して出力検出回路１９
へ供給する。
上述では出力検出回路１９で平均値を検出したが、入力
を自乗し、その出力を平均し、その出力を開平して実効
値を検出してもよい、あるいは絶対値回路へ通した後、
又は通すことなく、ピークホールド回路へ通して入力の
最大値を検出してもよい。
を自乗し、その出力を平均し、その出力を開平して実効
値を検出してもよい、あるいは絶対値回路へ通した後、
又は通すことなく、ピークホールド回路へ通して入力の
最大値を検出してもよい。
「発明の効果」
以上述べたようにこの発明によればデジタル直接周波数
シンセサイザを用い、デジタル正弦波信号をＤＡ変換器
２４でアナログ正弦波信号に変換しているため、歪が少
なく、ＤＡ変換器２４が８ビツトの場合は歪は一５０ｄ
Ｂ、程度、１３ビツトの場合は一８０ｄＢｃ程度に過ぎ
ない、またデジタル直接周波数シンセサイザを用いてい
るため、周波数のセトリング時間が短かく、１μ秒程度
である。低い周波数（１００ｋＨｚ以下）に変換した後
、出力検出回路１９へ供給しているため、広い周波数範
囲（１０Ｈｚ〜４０ ＭＨｚ）で高い精度（０，１％〜
１％）が得られる。更にデジタル直接周波数シンセサイ
ザを用い、つまりフェイズアキュムレータ３３と正弦波
メモリ３６を用いているため、周波数分解能が高い。
シンセサイザを用い、デジタル正弦波信号をＤＡ変換器
２４でアナログ正弦波信号に変換しているため、歪が少
なく、ＤＡ変換器２４が８ビツトの場合は歪は一５０ｄ
Ｂ、程度、１３ビツトの場合は一８０ｄＢｃ程度に過ぎ
ない、またデジタル直接周波数シンセサイザを用いてい
るため、周波数のセトリング時間が短かく、１μ秒程度
である。低い周波数（１００ｋＨｚ以下）に変換した後
、出力検出回路１９へ供給しているため、広い周波数範
囲（１０Ｈｚ〜４０ ＭＨｚ）で高い精度（０，１％〜
１％）が得られる。更にデジタル直接周波数シンセサイ
ザを用い、つまりフェイズアキュムレータ３３と正弦波
メモリ３６を用いているため、周波数分解能が高い。
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図、第２図は
その更に具体化した例を示すブロック図、第３図はダイ
ナミックレンジが狭いサンプルホールド回路で広いダイ
ナミックレンジの入力信号を周波数変換するための構成
例を示すブロック図、第４図及び第５図はそれぞれ従来
の交流信号発生装置を示すブロック図である。
その更に具体化した例を示すブロック図、第３図はダイ
ナミックレンジが狭いサンプルホールド回路で広いダイ
ナミックレンジの入力信号を周波数変換するための構成
例を示すブロック図、第４図及び第５図はそれぞれ従来
の交流信号発生装置を示すブロック図である。
Claims (2)
- （１）設定した周波数のデジタル正弦波信号を発生し、
そのデジタル正弦波信号をＤＡ変換器でアナログ正弦波
信号に変換して出力するデジタル直接周波数シンセサイ
ザと、 そのデジタル直接周波数シンセサイザの出力電圧又は出
力電流の平均値又は実効値或は最大値を検出する出力検
出回路と、 その出力検出回路の検出出力と基準値とを比較し、その
差に応じてこれがゼロになるように上記ＤＡ変換器の基
準電圧を負帰還制御する比較回路とを有する交流信号発
生装置。 - （２）上記出力検出回路の入力側に挿入され、その入力
信号をそれよりも低い周波数の信号に変換して出力する
サンプルホールド回路を有することを特徴とする請求項
１記載の交流信号発生装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1330479A JP2865752B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | 交流信号発生装置 |
| US07/629,742 US5146224A (en) | 1989-12-20 | 1990-12-18 | Ac signal generating apparatus for voltage and current standard |
| EP19900124834 EP0437785A3 (en) | 1989-12-20 | 1990-12-19 | Ac signal generating apparatus |
| KR1019900021209A KR930009428B1 (ko) | 1989-12-20 | 1990-12-20 | 교류신호 발생장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1330479A JP2865752B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | 交流信号発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03190405A true JPH03190405A (ja) | 1991-08-20 |
| JP2865752B2 JP2865752B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=18233086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1330479A Expired - Fee Related JP2865752B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | 交流信号発生装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5146224A (ja) |
| EP (1) | EP0437785A3 (ja) |
| JP (1) | JP2865752B2 (ja) |
| KR (1) | KR930009428B1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5333067A (en) * | 1991-10-29 | 1994-07-26 | Olive Tree Technology, Inc. | Apparatus and method for velocity compensation of the scanning spot in non-linear scanning systems |
| KR0152093B1 (ko) * | 1992-10-15 | 1998-12-15 | 윤종용 | 업/다운 카운터를 이용한 정현파 발생장치 |
| JPH06249889A (ja) * | 1993-02-27 | 1994-09-09 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | 電圧電流測定ユニットおよび電圧電流測定方法 |
| JPH07212234A (ja) * | 1994-01-25 | 1995-08-11 | Hitachi Ltd | Ｄａ変換器およびそれを用いた周波数シンセサイザ |
| US7903011B2 (en) * | 2006-09-13 | 2011-03-08 | Honeywell International Inc. | Differential current-mode translator in a sigma-delta digital-to-analog converter |
| US7956782B2 (en) * | 2009-06-11 | 2011-06-07 | Honeywell International Inc. | Current-mode sigma-delta digital-to-analog converter |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3987280A (en) * | 1975-05-21 | 1976-10-19 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital-to-bandpass converter |
| US4068178A (en) * | 1976-10-01 | 1978-01-10 | Telenetics, Inc. | Variable frequency waveform synthesizer |
| US4157538A (en) * | 1977-11-21 | 1979-06-05 | The Singer Company | Correction circuit for a digital to synchro/resolver converter |
| US4315219A (en) * | 1980-04-07 | 1982-02-09 | Canadian Patents & Development Limited | Amplitude controlled digital oscillator |
| JPS6044837A (ja) * | 1983-08-23 | 1985-03-11 | Victor Co Of Japan Ltd | 波形再生装置 |
| US4975699A (en) * | 1989-12-01 | 1990-12-04 | Hughes Aircraft Company | Error reduction method and apparatus for a direct digital synthesizer |
-
1989
- 1989-12-20 JP JP1330479A patent/JP2865752B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-12-18 US US07/629,742 patent/US5146224A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-12-19 EP EP19900124834 patent/EP0437785A3/en not_active Ceased
- 1990-12-20 KR KR1019900021209A patent/KR930009428B1/ko active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910013667A (ko) | 1991-08-08 |
| EP0437785A3 (en) | 1991-10-23 |
| US5146224A (en) | 1992-09-08 |
| EP0437785A2 (en) | 1991-07-24 |
| JP2865752B2 (ja) | 1999-03-08 |
| KR930009428B1 (ko) | 1993-10-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5617306A (en) | One cycle control of bipolar switching power amplifiers | |
| US5157276A (en) | Low jitter clock phase adjust system | |
| JPH03190405A (ja) | 交流信号発生装置 | |
| JPH0682134B2 (ja) | 測定電圧をデジタル値に変換する方法とその装置 | |
| JP4334634B2 (ja) | 周波数追跡装置 | |
| JPS5917566B2 (ja) | アナログ−デジタル変換器 | |
| SU892424A2 (ru) | Источник опорного напр жени | |
| KR100270792B1 (ko) | 가변 지연 장치 | |
| Horie et al. | Ultralow-frequency design of the Wien bridge oscillator using switched capacitors | |
| JPS648494B2 (ja) | ||
| JPH0328606Y2 (ja) | ||
| RU2222048C2 (ru) | Функциональный генератор | |
| JP2511657B2 (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| Allen et al. | A switched-capacitor waveform generator | |
| JPH10303708A (ja) | 周波数逓倍回路 | |
| SU739557A1 (ru) | Устройство дл возведени в степень | |
| RU1838874C (ru) | RC-генератор синусоидальных сигналов | |
| JP2656546B2 (ja) | 位相同期発振器 | |
| SU732955A1 (ru) | Двухотсчетный преобразователь угла поворота вала в код | |
| KR970013769A (ko) | 전하펌프방식 위상고정루프의 활성상태에서의 동작개선회로 | |
| SU1663742A1 (ru) | Управл емый RC-генератор | |
| KR100200775B1 (ko) | 전압제어발진장치 | |
| JPH01319309A (ja) | 振幅変調回路 | |
| SU345589A1 (ru) | Усилитель постоянного тока | |
| JP2000278097A5 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |