JPH0313826B2 - - Google Patents
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- JPH0313826B2 JPH0313826B2 JP6622585A JP6622585A JPH0313826B2 JP H0313826 B2 JPH0313826 B2 JP H0313826B2 JP 6622585 A JP6622585 A JP 6622585A JP 6622585 A JP6622585 A JP 6622585A JP H0313826 B2 JPH0313826 B2 JP H0313826B2
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- transistor
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 6
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は少なくとも３巻線を有するトランスの
第１の巻線にスイツチング半導体素子を接続し、
該スイツチング半導体素子をオン・オフすること
により、上記トランスの第２の巻線に接続された
整流平滑回路を介して負荷に電力を供給する電力
変換装置に関する。
第１の巻線にスイツチング半導体素子を接続し、
該スイツチング半導体素子をオン・オフすること
により、上記トランスの第２の巻線に接続された
整流平滑回路を介して負荷に電力を供給する電力
変換装置に関する。
第２図及び第３図は従来の電力変換装置を示す
図であり、第２図Ｂ及び第３図Ｂは夫々第２図Ａ
及び第３図Ａの回路の各部の波形を示す図であ
る。
図であり、第２図Ｂ及び第３図Ｂは夫々第２図Ａ
及び第３図Ａの回路の各部の波形を示す図であ
る。
先ず第２図について説明すると、同図におい
て、１，２は入力端子、３，４は出力端子、Q1
はスイツチング半導体素子、例えばトランジス
タ、Ｔは第１の巻線である入力巻線N1と第２の
巻線である出力巻線N2と第３の巻線であるリセ
ツト巻線N3とを有するトランス、５はダイオー
ドD1，D2、チヨークコイルL1及びコンデンサC1
からなる整流平滑回路、Ｚは負荷、vIは入力電
圧、vN1，vN2，vN3は夫々巻線N1，N2，N3の電
圧、VOは出力電圧、vQ1はトランジスタQ1のコレ
クタ・エミツタ間電圧である。
て、１，２は入力端子、３，４は出力端子、Q1
はスイツチング半導体素子、例えばトランジス
タ、Ｔは第１の巻線である入力巻線N1と第２の
巻線である出力巻線N2と第３の巻線であるリセ
ツト巻線N3とを有するトランス、５はダイオー
ドD1，D2、チヨークコイルL1及びコンデンサC1
からなる整流平滑回路、Ｚは負荷、vIは入力電
圧、vN1，vN2，vN3は夫々巻線N1，N2，N3の電
圧、VOは出力電圧、vQ1はトランジスタQ1のコレ
クタ・エミツタ間電圧である。
次に第２図の動作を説明する。定常状態で動作
しているとき、トランジスタQ1が時刻t1でオンし
てから時刻t2でオフするまでの期間をTONとする
と、オン期間TONでは入力巻線N1に入力電圧vIが
印加され、トランスＴの磁束密度の変化量｜ΔB1
｜は、 ｜ΔB1｜＝１／n1svITON （但し、n1は巻数N1の巻数、ｓはトランスＴの
鉄心の断面積） となる。
しているとき、トランジスタQ1が時刻t1でオンし
てから時刻t2でオフするまでの期間をTONとする
と、オン期間TONでは入力巻線N1に入力電圧vIが
印加され、トランスＴの磁束密度の変化量｜ΔB1
｜は、 ｜ΔB1｜＝１／n1svITON （但し、n1は巻数N1の巻数、ｓはトランスＴの
鉄心の断面積） となる。
次にトランジスタQ1が時刻t2でオフしてから時
刻t3でvQ1＝vIになるまでの期間をTRとすると、
リセツト期間TR（TR≦Ｔ−TON、但しＴは周期）
では入力巻線N1が遮断されるので、リセツト巻
線N3に電圧が誘起され、該誘起電圧はダイオー
ドD3を介して入力電圧v1でクランプされる。こ
の時のトランスＴの磁速密度の変化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3svITR となる。
刻t3でvQ1＝vIになるまでの期間をTRとすると、
リセツト期間TR（TR≦Ｔ−TON、但しＴは周期）
では入力巻線N1が遮断されるので、リセツト巻
線N3に電圧が誘起され、該誘起電圧はダイオー
ドD3を介して入力電圧v1でクランプされる。こ
の時のトランスＴの磁速密度の変化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3svITR となる。
ここで｜ΔB1｜＝｜ΔB2｜であるのでトランス
Ｔは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1がオ
ンして以上の動作を繰返す。
Ｔは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1がオ
ンして以上の動作を繰返す。
次に第３図の動作を説明する。定常状態で動作
しているとき、時刻t1から時刻t2までのトランジ
スタQ1のオン期間TONでは入力巻線N1に入力電
圧vIが印加され、トランスＴの磁束密度の変化量
｜ΔB1｜は、 ｜ΔB1｜＝１／n1svITON となる。
しているとき、時刻t1から時刻t2までのトランジ
スタQ1のオン期間TONでは入力巻線N1に入力電
圧vIが印加され、トランスＴの磁束密度の変化量
｜ΔB1｜は、 ｜ΔB1｜＝１／n1svITON となる。
次に時刻t2から時刻t3までのトランジスタQ1の
リセツト期間TRでは入力巻線N1が遮断されるの
で、リセツト巻線N3に電圧が誘起され、該誘起
電圧はダイオードD4を介して出力電圧VOでクラ
ンプされる。この時のトランスＴの磁束密度の変
化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3sVOTR となる。
リセツト期間TRでは入力巻線N1が遮断されるの
で、リセツト巻線N3に電圧が誘起され、該誘起
電圧はダイオードD4を介して出力電圧VOでクラ
ンプされる。この時のトランスＴの磁束密度の変
化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3sVOTR となる。
ここで｜ΔB1｜＝｜ΔB2｜であるのでトランス
Ｔは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1がオ
ンして以上の動作を繰返す。
Ｔは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1がオ
ンして以上の動作を繰返す。
ところで一般に電力変換装置は入力電圧の変動
に対して出力電圧を一定に保つため、トランジス
タQ1のデユーテイ比ρ＝TON／Ｔを入力電圧の変動 に反比例するように可変して、 n2／n1vITON／Ｔ＝VO（一定） になるように制御している。
に対して出力電圧を一定に保つため、トランジス
タQ1のデユーテイ比ρ＝TON／Ｔを入力電圧の変動 に反比例するように可変して、 n2／n1vITON／Ｔ＝VO（一定） になるように制御している。
しかし従来の電力変換装置は、第２図の実施例
では、リセツト期間TRは TR＝n3／n1TON の関係をもち、第３図の従来例では、リセツト期
間TRは TR＝n3／n1・n1／n2 の関係をもつ。
では、リセツト期間TRは TR＝n3／n1TON の関係をもち、第３図の従来例では、リセツト期
間TRは TR＝n3／n1・n1／n2 の関係をもつ。
従つて前者は、ρが大きくなれば、それに比例
してTRも長くなる。後者はρに関係なくTRが一
定である。前者の場合TONを大きくしてもTRをそ
れほど長くしたくなければn3／n1を小さくすればよ いが、そうすると、トランジスタQ1のコレク
タ・エミツタ間電圧VQ1の最大値が大きくなるこ
とになる。後者の場合、やはりTRを短くしよう
とするとn3／n1を小さくするかn1／n2を小さくするしか なく、これはトランジスタQ1の耐圧または電流
許容量を大きくすることになり、どちらもトラン
ジスタQ1の選定上不利である。
してTRも長くなる。後者はρに関係なくTRが一
定である。前者の場合TONを大きくしてもTRをそ
れほど長くしたくなければn3／n1を小さくすればよ いが、そうすると、トランジスタQ1のコレク
タ・エミツタ間電圧VQ1の最大値が大きくなるこ
とになる。後者の場合、やはりTRを短くしよう
とするとn3／n1を小さくするかn1／n2を小さくするしか なく、これはトランジスタQ1の耐圧または電流
許容量を大きくすることになり、どちらもトラン
ジスタQ1の選定上不利である。
以上のように従来の装置ではトランジスタQ1
の利用率を向上させることが困難であつた。
の利用率を向上させることが困難であつた。
本発明は以上の欠点を除去するために、少なく
とも３巻線を有するトランスの第１の巻線にスイ
ツチング半導体素子を接続し、該半導体スイツチ
ング素子をオン・オフすることにより、上記トラ
ンスの第２の巻線に接続された整流平滑回路を介
して負荷に電力を供給する電力変換装置におい
て、上記トランスの第３の巻線に接続された倍電
圧整流平滑回路の出力の正負端と上記負荷と可変
インピーダンス回路の直列接続回路とを同じ極性
同士接続すると共に、上記倍電圧整流平滑回路の
出力の中点端と可変インピーダンス回路の制御端
とを検出駆動回路を介して接続したことを特徴と
する電力変換装置を提供するものである。
とも３巻線を有するトランスの第１の巻線にスイ
ツチング半導体素子を接続し、該半導体スイツチ
ング素子をオン・オフすることにより、上記トラ
ンスの第２の巻線に接続された整流平滑回路を介
して負荷に電力を供給する電力変換装置におい
て、上記トランスの第３の巻線に接続された倍電
圧整流平滑回路の出力の正負端と上記負荷と可変
インピーダンス回路の直列接続回路とを同じ極性
同士接続すると共に、上記倍電圧整流平滑回路の
出力の中点端と可変インピーダンス回路の制御端
とを検出駆動回路を介して接続したことを特徴と
する電力変換装置を提供するものである。
本発明は、上記のような構成になつているの
で、定常状態時にリセツト期間でスイツチング半
導体素子に印加される電圧は出力電圧及び第１の
巻線と第３の巻線との巻数比とによつて決定さ
れ、入力電圧の変動に対して一定となる。また出
力電圧が定常状態時に比べて著しく低い場合には
可変インピーダンス回路の内部インピーダンスを
変化させてトランスの飽和を防止する。
で、定常状態時にリセツト期間でスイツチング半
導体素子に印加される電圧は出力電圧及び第１の
巻線と第３の巻線との巻数比とによつて決定さ
れ、入力電圧の変動に対して一定となる。また出
力電圧が定常状態時に比べて著しく低い場合には
可変インピーダンス回路の内部インピーダンスを
変化させてトランスの飽和を防止する。
第１図は本発明の一実施例を示す図であり、第
１図Ｂは第１図Ａの回路の各部の波形を示す図で
ある。
１図Ｂは第１図Ａの回路の各部の波形を示す図で
ある。
同図において、６はダイオードD5，D6、コン
デンサC2，C3からなる倍電圧整流平滑回路、７
は抵抗R1，R2、ツエナーダイオードZDからな
り、コンデンサC3の電圧を検出して可変インピ
ーダンス回路８を駆動する回路である。８はコン
デンサC3の電圧に応じて検出駆動回路７により
駆動されて内部インピーダンスが変化する可変イ
ンピーダンス回路であり、例えばトランジスタ
Q2からなる。
デンサC2，C3からなる倍電圧整流平滑回路、７
は抵抗R1，R2、ツエナーダイオードZDからな
り、コンデンサC3の電圧を検出して可変インピ
ーダンス回路８を駆動する回路である。８はコン
デンサC3の電圧に応じて検出駆動回路７により
駆動されて内部インピーダンスが変化する可変イ
ンピーダンス回路であり、例えばトランジスタ
Q2からなる。
次に第１図の動作を説明する。
(a) 定常状態で動作しているとき
定常状態で動作しているときには、可変イン
ピーダンス回路８は検出駆動回路７により駆動
されており、内部インピーダンスはほぼ零であ
る。また、コンデンサC3には出力電圧VOとコ
ンデンサC2の電圧Vc2との差電圧が充電されて
いる。
ピーダンス回路８は検出駆動回路７により駆動
されており、内部インピーダンスはほぼ零であ
る。また、コンデンサC3には出力電圧VOとコ
ンデンサC2の電圧Vc2との差電圧が充電されて
いる。
時刻t1から時刻t2までのトランジスタQ1のオ
ン期間TONでは入力巻線N1に入力電圧が印加さ
れ、トランスＴの磁束密度の変化量｜ΔB1｜は ｜ΔB1｜＝１／n1svITON となる。
ン期間TONでは入力巻線N1に入力電圧が印加さ
れ、トランスＴの磁束密度の変化量｜ΔB1｜は ｜ΔB1｜＝１／n1svITON となる。
次に時刻t2から時刻t3までのトランジスタQ1
のリセツト期間TRでは入力巻線N1が遮断され
るので、リセツト巻線N3に電圧が誘起され、
該誘起電圧はダイオードD6を介してコンデン
サC3の電圧Vc3、即ち出力電圧VOとコンデンサ
C2の電圧Vc2との差電圧VO−Vc2＝VO−n3／n1vIで クランプされる。この時のトランスＴの磁束密
度の変化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3s（VO−n3／n1vI）TR となる。
のリセツト期間TRでは入力巻線N1が遮断され
るので、リセツト巻線N3に電圧が誘起され、
該誘起電圧はダイオードD6を介してコンデン
サC3の電圧Vc3、即ち出力電圧VOとコンデンサ
C2の電圧Vc2との差電圧VO−Vc2＝VO−n3／n1vIで クランプされる。この時のトランスＴの磁束密
度の変化量｜ΔB2｜は ｜ΔB2｜＝１／n3s（VO−n3／n1vI）TR となる。
ここで｜ΔB1｜＝｜ΔB2｜であるのでトラン
スＴは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1
がオンして以上の動作を繰返す。
スＴは飽和せず、時刻t4で再びトランジスタQ1
がオンして以上の動作を繰返す。
また、トランジスタQ1に印加される電圧vQ1
は、リセツト期間TRではvQ1＝vI＋n1／n3vN3＝vI＋ n1／n3（VO−n3／n1vI）＝vI＋n1／n3VO−vI＝n1／n3VO
であ り、出力電圧VOと巻数比n1／n3とによつて決定さ れ、入力電圧の変動に対して一定である。
は、リセツト期間TRではvQ1＝vI＋n1／n3vN3＝vI＋ n1／n3（VO−n3／n1vI）＝vI＋n1／n3VO−vI＝n1／n3VO
であ り、出力電圧VOと巻数比n1／n3とによつて決定さ れ、入力電圧の変動に対して一定である。
これは、第２図、第３図に示す従来例より
も、必要とするトランジスタQ1のコレクタ・
エミツタ間電圧vQ1の最大値を低くすることが
できる。このことにより、vQ1の最大値を従来
例と同じ値にするならば、トランジスタQ1の
電流許容値を小さくでき、利用率を向上させる
ことができる。
も、必要とするトランジスタQ1のコレクタ・
エミツタ間電圧vQ1の最大値を低くすることが
できる。このことにより、vQ1の最大値を従来
例と同じ値にするならば、トランジスタQ1の
電流許容値を小さくでき、利用率を向上させる
ことができる。
(b) 出力電圧VOが定常状態時に比べ、著しく低
い場合 リセツト期間TRで変化する磁束密度｜ΔB2
｜の電圧vN3はvN3＝vc3、vc3＝VO−n3／n1vIである ことから、出力電圧VOが著しく低い場合、vc3
の値は定常時に比べ著しく低下するか或は負に
なる場合もあるので、トランスＴが飽和してし
まう。そこでコンデンサC3の電圧vc3を検出駆
動回路７で検出し、その電圧に応じて可変イン
ピーダンス回路８の内部インピーダンスを変化
させて、vc3＝VO＋vcE−n3／n1VI（但し、vcEは可変 インピーダンス回路であるトランジスタQ2の
主電流路に印加される電圧）の関係を作り、ト
ランスＴの飽和を避けるのに充分なvc3を常に
維持することにより、この回路は動作を続ける
ことが可能である。
い場合 リセツト期間TRで変化する磁束密度｜ΔB2
｜の電圧vN3はvN3＝vc3、vc3＝VO−n3／n1vIである ことから、出力電圧VOが著しく低い場合、vc3
の値は定常時に比べ著しく低下するか或は負に
なる場合もあるので、トランスＴが飽和してし
まう。そこでコンデンサC3の電圧vc3を検出駆
動回路７で検出し、その電圧に応じて可変イン
ピーダンス回路８の内部インピーダンスを変化
させて、vc3＝VO＋vcE−n3／n1VI（但し、vcEは可変 インピーダンス回路であるトランジスタQ2の
主電流路に印加される電圧）の関係を作り、ト
ランスＴの飽和を避けるのに充分なvc3を常に
維持することにより、この回路は動作を続ける
ことが可能である。
以上述べたように本発明は少なくとも３巻線を
有するトランスの第１の巻線にスイツチング半導
体素子を接続し、該半導体スイツチング素子をオ
ン・オフすることにより、上記トランスの第２の
巻線に接続された整流平滑回路を介して負荷に電
力を供給する電力変換装置において、上記トラン
スの第３の巻線に接続された倍電圧整流平滑回路
の出力の正負端と上記負荷と可変インピーダンス
回路の直列接続回路とを同じ極性同士接続すると
共に、上記倍電圧整流平滑回路の出力の中点端と
可変インピーダンス回路の制御端とを検出駆動回
路を介して接続したことを特徴とする電力変換装
置である。本発明はこのような特徴を有するの
で、スイツチング半導体素子に大きな耐圧を要求
しなくとも、デユーテイ比を大きくすることがで
き、特に入力電圧変動幅の大きな電力変換装置に
対して、スイツチング半導体素子の耐圧、電流許
容値を大きくすることなく高出力を得ることがで
きる。また、トランスの励磁エネルギは定常出力
電圧においては損失なく出力として取り出せるの
で電力変換装置の高効率化が達成できる。また、
起動時、出力短絡時など、出力電圧が低い時もト
ランスのリセツトが可能であり、トランスの飽和
によるスイツチング半導体素子の破壊を防止する
ことができる。
有するトランスの第１の巻線にスイツチング半導
体素子を接続し、該半導体スイツチング素子をオ
ン・オフすることにより、上記トランスの第２の
巻線に接続された整流平滑回路を介して負荷に電
力を供給する電力変換装置において、上記トラン
スの第３の巻線に接続された倍電圧整流平滑回路
の出力の正負端と上記負荷と可変インピーダンス
回路の直列接続回路とを同じ極性同士接続すると
共に、上記倍電圧整流平滑回路の出力の中点端と
可変インピーダンス回路の制御端とを検出駆動回
路を介して接続したことを特徴とする電力変換装
置である。本発明はこのような特徴を有するの
で、スイツチング半導体素子に大きな耐圧を要求
しなくとも、デユーテイ比を大きくすることがで
き、特に入力電圧変動幅の大きな電力変換装置に
対して、スイツチング半導体素子の耐圧、電流許
容値を大きくすることなく高出力を得ることがで
きる。また、トランスの励磁エネルギは定常出力
電圧においては損失なく出力として取り出せるの
で電力変換装置の高効率化が達成できる。また、
起動時、出力短絡時など、出力電圧が低い時もト
ランスのリセツトが可能であり、トランスの飽和
によるスイツチング半導体素子の破壊を防止する
ことができる。
第１図は本発明の一実施例を示す図であり、第
２図及び第３図は従来の電力変換装置を示す図で
ある。 １，２……入力端子、３，４……出力端子、５
……整流平滑回路、６……倍電圧整流平滑回路、
７……検出駆動回路、８……可変インピーダンス
回路、Q1，2……トランジスタ、Ｔ……トランス、
N1……第１の巻線、N2……第２の巻線、N3……
第３の巻線、D1〜D6……ダイオード、ZD1……
ツエナーダイオード、L1……チヨークコイル、
C1〜C3……コンデンサ、R1，R2……抵抗、Ｚ…
…負荷。
２図及び第３図は従来の電力変換装置を示す図で
ある。 １，２……入力端子、３，４……出力端子、５
……整流平滑回路、６……倍電圧整流平滑回路、
７……検出駆動回路、８……可変インピーダンス
回路、Q1，2……トランジスタ、Ｔ……トランス、
N1……第１の巻線、N2……第２の巻線、N3……
第３の巻線、D1〜D6……ダイオード、ZD1……
ツエナーダイオード、L1……チヨークコイル、
C1〜C3……コンデンサ、R1，R2……抵抗、Ｚ…
…負荷。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも３巻線を有するトランスの第１の
巻線にスイツチング半導体素子を接続し、該スイ
ツチング半導体素子をオン・オフすることによ
り、上記トランスの第２の巻線に接続された整流
平滑回路を介して負荷に電力を供給する電力変換
装置において、 上記トランスの第３の巻線に接続された倍電圧
整流平滑回路の出力の正負端と上記負荷と可変イ
ンピーダンス回路の直列接続回路とを同じ極性同
士接続すると共に、上記倍電圧整流平滑回路の出
力の中点端と可変インピーダンス回路の制御端と
を検出駆動回路を介して接続したことを特徴とす
る電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6622585A JPS61227664A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6622585A JPS61227664A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61227664A JPS61227664A (ja) | 1986-10-09 |
| JPH0313826B2 true JPH0313826B2 (ja) | 1991-02-25 |
Family
ID=13309678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6622585A Granted JPS61227664A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61227664A (ja) |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP6622585A patent/JPS61227664A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61227664A (ja) | 1986-10-09 |
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