JPH03128668A - スイツチング電源の並列運転装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、スイッチング電源の制御特性の改善、およ
び並列運転方式に関するものである。

〔従来の技術〕

第１１図は９例えば特開昭５１−７３４２９の従来のス
イッチング電源の並列運転装置を示したものである。

第１１図に＆いて、（１）は第１のスイッチング電源の
電力段、（２１はｍ２のスイッチング電源の電力段、　
（３１１１第Ｎ番目のスイッチング電源の電力段。

（４１ｉｊ＠ｌのスイッチング電源の入力、（５＋は第
２のスイッチング′鑞源の入力、（６Ｉは第Ｎ番目のス
イッチング電源の入力、Ｃ７）は並列接続された磁力段
の出力、Ｃ８１は負荷、Ｃ９）は平滑フィルター内のコ
ンデンサ、　ｆｉ（Ｉは出力電圧安定化制御を行うため
の電圧検出器、　　（＋０１）ｉＪ第１のスイッチング
成源内のスイッチ素子、　　（＋ｏｚ）ｒｉ第１のスイ
ッチング電源Ｌ源の平滑フィルター内のインダクター　
（１０３）／ｆｉ各スイッチング電ぷ間の出力に流の均
等化？ｆｆ１Ｊ御を行うための第１のスイッチング電源
内の′Ｉ！流検出器。

（＋０４）は電圧検出器出力と４流検出器出力を加算す
るための第１のスイッチング電源内の加算器。

（＋０５）Ｆｉスイッチ素子のドライブ信号を出力する
ための第１のスイッチング電源内のパルス幅制御回路、
　　（２Ｇ＋）は第２のスイッチング電源内のスイッチ
素子、　　（２０２）は第２のスイッチング電源の平滑
フィルター内のインダクター、　　（２０５）は各スイ
ッチング電源間の出力直流の均等化制御を行うための第
２のスイッチング電源内の電流検出器。

（２０４）　ｔｆｉ電圧検出器出力と磁流検出器出力′
ｆニアＪＤ’ｌｉするための第２のスイッチング電源内
の加Ｘ器。

（２０５）　ｒｉスイッチ素子のドライブ信号を出力す
るための１！２のスイッチング′成源内のパルスｑａ？
ｌＩ制御回路、　　（５０１）＃’！第Ｎ番目のスイッ
チング′罐源内のスイッチ素子、　　（５０２）ｒｉ−
ｉＡＮ番号のスイッチング′蝋源の平滑フィルター内の
インダクター　（５０５）は各スイッチング電源間の出
力’ａｌｆｉの均等化制御を行うための第Ｎ番目のスイ
ッチングａ掠円の電流検出器、　　（５０４）ｒｉ’成
圧検圧検出器出力４ｆｉ検出器出力を加算するための第
Ｎ４目のスイッチング電源内の力Ｏｘ器、　　（５０５
）はスイッチ素子のドライブ信号を出力するための第Ｎ
番目のスイッチング電源内のパルス幅制御回路であυ、
（イｌ＃：ｔ′屯圧検出信号、（口ａ）（口ｂ）（口Ｃ
）は各スイッチング′電源のｔ流検出信号、（八〇（ハ
ｂ）（ハＣ）ｔｌｊ各スイッチングｉｔ源のパルス幅制
御信号、（二ａ）（二ｂ）（二ｃ）ｒｉ各゛成力段のド
ライブ信号である。

従来のスイッチング電源の並列運転装置について第１１
図、第２図、第１２区、第１３因を用いて以下に説明す
る。

第２図は、第１１図のパルス１鴫＃Ｊ御回路（＋０５）
（２０５）　（５０５）の内部を示す一例でろシ、加Ｘ
器（１０４）　（２０４）　（５０４）からのパルｘ　
＋＠制＃信号（ハ）と鋸歯状波信号（ホ）とを比較し′
磁力段のスイッチ素子（＋ｏ＋）　（２０１）　（５０
盲）を駆動するためのドライブ信号に）を出力する。本
説明では、パルス幅制御信号（ハ）が、鋸歯状波信号（
ホ）より下回ったときに、スイッチ素子（１０１）　（
２０１）　（５０１）をオンし、逆にパルス幅制御信号
１／１が鋸歯状波信号（ホ）より上回ったときにスイッ
チ素子（＋０１）　（２０１）　（３ｏｂ）をオフする
ドライブ信号に）が出力されるものとする。

第１２図と第１３図は、第１１区の従来のスイッチング
電源の並列運転装置の動作原理を示すものである。第１
２図および第１３図にかいて。

（ホａ）（ホｂ）（ホＣ）Ｆｉｄ？！ｒスイッチングレ
ギュレータのパルス幅制御回路内の鋸歯状波信号を、（
へａ）（−、ｂ　）　（〜）はある出力電圧条件下にお
ける各スイッチング電源の出力電流のパルス１鴫制（ｉ
ｌｌ！号（ハ）に対する特性を示し、（ホａ）（ホｂ）
（ホＣ）間および（へａ　）　（Ａ−ｂ）　（−Ｓｃ）
間には　ばらつきのあることを示している。こうした互
いの回路間でのばらつきがある状態で、　′ａｔ流検出
による負帰還を用いずに単にａｍｌｌｍのスイッチング
レギュレータの出力を並列接続した場合には１ｍ１２図
に示すＨａ／ｒｂ／　、　Ｉｃ／のＬうに第１．第２お
よび＠Ｎ番目のスイッチングレギュレータ間の出力ｔｉ
ｌｔ流にアンバランスが発生する。ｍ１３図では、電流
検出による負帰：１１！を用いた場合に出力電流が均等
化される様子を示している。すなわち、電力段１の出力
電流１ａが麺も大きい場合には、電圧検出器によび加算
器による電圧制御系信号のパルス幅制御信号への寄与分
（２）（以下、パルス１１＠制御用電圧制御信号と言う
）に最も大きい電流制御信号（Ｉｌｘ電流検出器および
加算器による峨流制御系のゲイン（Ｇｌ　＜　）で表わ
される）が加算されて、電力段１のパルス幅制御信号（
＋ｔａ）は最も高いレベルトなシ、電力段１円のスイッ
チ素子（１０００オン・デユーティを最も小さくシ、出
力電流を減小させる負帰還が動く。一方、麺も出力電流
の小さい電力段ＮＫｉ？いては、パルス幅制御用′峨圧
側＃信号（３）に廐も小さい電流制御信号（■ｃ×電扼
槓出器および加算器による′電流制御系のゲイン（ｃＨ
）で表わされる）が加算されて、１４力投Ｎのパルス幅
制御信号（ハｃ）Ｆｉ最も低いレベルとなり、電力段Ｎ
円のスイッチ素子（３０００オン・デユーティを最も太
きくシ、出力４流を増大させる負帰還が慟〈。第１３図
は、この貝Ｍ還割御の結果、各磁力段の出力直流１ａｓ
　Ｉｔ）ｅ　ＩＣがｉｓは均等化され平衡に遅つした状
態を示している。

第１１因の従来の並夕１］運転装置では、上記の各電力
段の出力電流が均等化できるという長所があったが、以
下に示す短所も有していた。第１の短所として、負荷′
＃Ｌ流が変動した場合の出力電圧変動が大きいことが挙
げられる。この現象を第１４図、　ｉｌ　５１ｇを用い
て述べる。第１４因は、負荷磁流が変動したときの出力
電圧、パルス幅制御用電圧制御用螺圧制＃Ｊ栖号、パル
ス幅制御器におけるパルス幅制御信号、ｙＭ歯状波信号
、′電力段スイッチ索子のオン・デユーティの関係を示
す図である。たとえは降圧型のスイッチング、４源では
。

入力′電圧×成力段スイッチ素子のオン・デユーティ−
負荷磁流による平滑フィルター内および配線の４位降下
二出力電圧　　　　　（１）の電力段に関する制御則が
あυ、左辺第２項の「負荷電流による平滑フィルター内
か工び配線の電位降下」は他の項に比べて小さい量であ
るため。

出力電圧を安定化するための制御が働いているとき、′
電力段スイッチ素子のオン・デユーティは。

入力電圧に支配的に依存する。電力段スイッチ索子のオ
ン・デユーティは０回路にかいてはすでに第２図でも説
明した様に、第１４図のパルス幅制御器にｐける鋸歯状
＆信号（ｔｌ＞よびパルス幅ｆｆ１１１　御信号（ハ１
）（ハ０によυ決定される。（ハ１）は負荷電流がセロ
の場合のパルス幅制御信号のレベルを、（ハ０ＩＩ′ｉ
所望の負荷電流１に流した場合のパルス幅制御信号のレ
ベルを示している。ただし、実際の回路では（ハｌ）、
（ハ０でｒｔ顕著な差は生じず。

式（１）の「負荷電流による平滑フィルター内および配
線の′電位降下」を補正するためのわずかなオン・デユ
ーティの変化が生ずるだけである。図では。

説明のため誇張して描かれている。な２．（ハ１）（ハ
０の各々は第１１図の′４流負帰還をかけた場合でも、
単にｍｌＳ図に示す′ｉｌ！流負帰還のない１台のスイ
ッチングレギュレータを単独で動作させた場合でも、全
く同じレベルの信号となる。すなわち、電流負帰還があ
る場合でも、ない場合でも。

電力段については式（１１０割御細か成立することに注
意する必要がある。

第１４図のび）はパルス１鴫制御用゛鑞圧制御信号の特
性を示したものである。先ず９％電流負帰還ない場合（
ｖＩＪｌ　１図の並列運転方式にｐいて電流検出器、電
流検出信号がない場合、および第１６図の１台のスイッ
チングレギュレータの単独動作に相当する。）の動作に
ついて説明する。与えられた入力磁圧のもとで、電力段
のスイッチ素子のオンデユーテイは１式（１１により定
められ、負荷電流ゼロの場合のパルス＝ｉ＋Ｊｍ信号は
第１４図の（ハｌ　）　ＯＬ／　ヘルとなる。そして、
このときのパルス幅制御用電圧制御信号の特性（支）上
での動作点は（１′）となり出力′磁圧は（１）である
。さらに所望の負荷をとったときには９式口）により「
負荷＃Ｌ流による平滑フィルター円か工び配線の電位降
下」を補正する様に電力段スイッチ素子のオン・デユー
ティが大きくなる方向にわずかに変化し、パルス幅制御
１８号のレベルｒｔ（ハ０となる。このときパルス幅制
御用１圧制御信号の特性（イ）上での動作点は（ｉ′）
となり出力″磁圧ｒｉ（１）となる。　この出力゛成圧
−負荷電流特性を示したものが第１５囚の（ト）の特性
となる。次に、第１１因で示した′ｌ！ηε負帰還があ
る場合の動作について説明する。負荷電流ゼロの場合の
パルス幅制御信号は、電流負帰還がない場合と同様に１
ｍ１４−の（ハｌ）のレベルとなシ、パルス幅制御用框
圧制御信号の特性（イ）上での動作点は←１）でめす、
出力電圧ｄ（１１である。

さらに所望の負荷をとったときには１式（１）の電力段
スイッチ素子のオン・デユーティに関するＩ！ｌ１ｆａ
Ｊ則によ）、パルスＩＩ＠制御信号のレベルは（ハ０の
レベルであυ、電ゐ負帰還がない場合と同一レベルであ
る。しかしながら’ｉｔｓ負帰還がある場合には、この
パルス幅制御信号は、パルス幅制御用電圧制御信号に電
流１ｆｔＩＪ＃信号を加算して作られているので、！１
４図に示す様に、パルス幅制御用電圧制御信号の特性（
イ）上での動作点は、パルス幅制＃信号のレベル（ハｉ
）から、電流検出器および加Ｊｌ器による電流制御系の
ゲイン（Ｇｔｔ）ｘ　出力電流埴を減じた点（１′）と
なり、その結果制御系の平衡が保たれる。出力電圧ｒｉ
（１）の点となり、′を流気帰還がない場合に比べて出
力電圧変動が大きくなる。この出力電圧−負荷電流特性
は第１５図に示す（７）の特性となる。

第１１図の従来の並列運転装置では、第二の短所として
電圧制御系の一巡伝達関数内で平滑フィルターのインダ
クターとコンデンサによシ形成される共振ピークを除去
しずらいことが挙げられる。

この−巡伝達関数内の共振ピークの影響によル。

入力電圧に外乱が加えられるか、あるいは負荷のトラン
ジエン変動が加えられたときに、出力に有害なトランジ
ェント電圧が発生する。従来の並列運転装置では共振ピ
ークの制御系特性に及ぼす影４１１’に有効に除去しづ
らいことを第１７図、第１８図、第１９図、第２０図、
第２１図を用いて以下に述べる。

第１Ｔ図は、従来の並列運転装置のなかの１台のスイッ
チング′ｄＬｄ分の制御用１Ｉ２１路のブロック図の一
例を示したものである。（４）はスイッチング電源の入
力、（７）は１４力段の出力、（８Ｉは負荷、（９）は
平滑フィルター内のコンデンサ、　Ｉｌｌは出力電圧の
′磁圧検出器、　　（ｌｏｔ）は電力段のスイッチ素子
、　　（１０２）は平滑フィルター内のインダクター、
　　（ｒｏｓ）は出力電流の電流検出器、　　（＋０４
）は電圧検出器出力と電流検出器出力を加算するための
加算器、　　（１０５）はスイッチ素子のドライブ信号
を出力するためのパルス幅制御回路、（イ）は電圧検出
信号、（口１は１ｔｈｔ検出信号、（ハ）はパルス幅制
御信号、（勾はドライブ信号を示し、第１１図に示した
ものと同一′ｉたは相当部分である。出力４圧検出器α
αは、出力電圧を分圧するための抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，
比軟用の基準電圧ＶｒｅＬ　オペアンプＩＣ１，抵抗Ｒ
Ｉ５．　　ＲＩ４よりなる増幅器により構成されてｐシ
、電圧検出信号（イ）は並列運転される他のスイッチン
グ電源にも送られる。加算器（１０４）ｔ′ｉ、　　電
流検出信号（ロ）を反転するための反転用増幅器（抵抗
Ｒ１５，ＲＬ６．　　オペアンプＩＣＺよ構成、り、　
　Ｒ１５＝ＲＩ６に設定されゲインは−１である。）、
’ｌｌ！圧検出信号（イ）と反転した電流検出信号（ロ
）を加算するための力Ｄ：ｇ増ｌｌｌ！器（オペアンプ
ＩＣ！Ｓ　、抵抗ＲＩ７．　　ＲＩＢ、　　ＲＩ９よう
成る）２位相補償１！ａ１ｗ１（＋０７）　（抵抗Ｒ２
０，Ｒ２１゜コンデンサＣＩ１．　ＣＩ２よシ放る）に
よう構成される。このスイッチング電源よシ負荷側へ供
給する電流が増加したときには、電流検出器（＋０５）
で検出された電流検出信号（ロ）のレベルが正方向に増
大し、加算器（＋０４）　Ｐ３の反転用増１ｔ＠１１３
（オペアンプＩＣＺ系）のゲイン−１および加算増幅器
（オペス幅制御信号（ハ）は正方向に増大する。パルス
幅制御回路（＋０５）Ｆｌ、第２図に示した様に、パル
スｌＮ７４制御信号（ハ）が正方向に増大したときに、
ドライブ信号１−４のオン・デユーティを小さくする様
に鋤くので、電力段スイッチ素子υ０υのオン・デユー
ティが小さくなシ、この結果供給電流を減少させる負帰
還が慟〈。筐た。出力電圧（７）ｖｏが上昇しスＩ１１
制＃信号ａｌｌは正方向に増大する。この結果。

ドライブ信号１−４のオンデユーテイは小さくなシ。

゛電力段スイッチ素子（Ｉｎ　＋　）のオンデユーテイ
が小さくな力出力電圧を下降させる負帰還が慟〈。

第１８図は、第１Ｔ図の制御用１ｇｌ路のブロック図か
ら求めた制御用伝達関数を祷るための制御ブロック図で
ある。この制御ブロック図において。

（４０１）＃ｉ電力段スイッチ素子の伝達関数を示し。

（４０２）のＩｌｌスイッチ素子のオン・デユーティ値
を、　　（４０５）のｖｔｎは入力電圧１はを表わし、
（す１のΔＶｌｎ　ｒｉ入力電圧の変動分を示す。（４
０４）　ｒｉ平滑用インダクターを流れる電流を与える
ための伝達関数（Ｇ１）を示し、この６１は次式で表わ
される。

Ｌ：平滑用インダクター（第１Ｔ図の（１０２））のイ
ンダクタンス Ｃ：平滑用コンデンサー（第１７図の（９））のキャパ
シタンス Ｒ：負荷（第１Ｔ図の（８））の抵抗伽Ｓニラプラス変
漠にｐけるＳ関数 ６１４式１２１に見られるように、１のＤＣゲイン。

０２次の極点周波数（ｆ２と表わす）を有して＞９゜ｆ
２にかいては共振のピークが現われる。（ヌ）のΔ！は
、平滑用インダクターを流れる電流の変動分を示す。（
４０５）は、平滑用インダクターを流れる電流を出力は
圧に変換する伝達関係（Ｇ２）を示し。

このＧ２は次式で表わされる。

Ｇ２＝Ｒ／／− ５ １Ｃ３） ＝１°１＋ＲＣ５ Ｒ，Ｃ，Ｓの記号は、（１）式と同一でろる。

Ｇ２は式１３１に見られる様に、ＲのＤＣゲイン。

−トー　のｂ２点周波数（式１２１に現われる周波数と
２πＲＣ 同一でめυ、ｆ１と表わす。）を有する。四のΔＶｏｒ
ｉ出力′成圧の変動分を示す。

（４０６）ｔ：Ｉ、出力電圧検出器の伝達関数を示し。

（４０７）　Ｆｉ出力′成圧の分圧比（β１を、　　（
４１３８）ｒｌ増幅器のゲイン（Ｋ１）を、（７）のΔ
Ｖｒｅｆｄ比収用基準比圧用基準電圧、（７）は出力磁
圧検出信号の変動分を示す。（４０９）は電流検出器の
ゲイン（Ｒ２）を示し。

（力ｒｉ′Ｉｌｔ流検出信号の変動分である。（４１０
）は電圧検出器出力と４流検出器出力を加算する加其器
の伝達関数でありｏ　　（４１１）は加算増幅器のゲイ
ンＣＫｓ）　’に、　　（４１２）は位相補償回路の伝
達関数（Ｇ３）を示す。なか、説明の便宜上、第１Ｔ図
にかいてＲＩ７＝Ｒ１８とし、　　（４１１）の加算増
幅器のゲイン（Ｒ３）は′底圧側御系、電流制御系で同
一としたが一般性を失うものではない。位相補償系の伝
達関数（Ｇ５）（４１２）は９次式で与えられる。

Ｒ２（１、Ｒ２１、Ｃｏ　＊　　Ｃ１２ｒｌ第１Ｔ図の
位相補償回路（＋０７）内に示す抵抗、コンデンサであ
る。

Ｇ３は１式（引に見られる様に、１のＤＣゲイン。

波数（ｆ６と表わす）を有しておシ＊　　ｆｓ＜ｆａ＜
　ｆｓ＜ｆ６となっている。この周波数ｆ５？：前述の
周波波数の影＃＃を緩和させる様に位相補償が行われる
。

（謝は、パルス幅１ｔｌＪ＃信号の変動分を示す。（４
１５）はパルス幅制御回路の伝達関数を示し、第２図に
示した鋸歯状波信号の振幅値ｖｐを用いて、ゲイこの第
１８図の１１１ＩＪ＃ブロック図をもとに″４流制御系
磁圧１ｔＩＩＪ御系の伝達関数を求める。説明を容易に
するため、具体的な数伽例を用いて説明する。

ＭＩ　Ｔ図ノＦＩｌｌｒ図ニーｈいて、　＋４１　ｖｔ
ｎ　＝　２６Ｖ、　　（＋０２）Ｌ＝５０μＨ，１９１
Ｇ＝３３００μＦ、　１８１Ｒ＝２．４７Ω、（７）ｖ
（、＝１ｓｖ、　　（＋０５）“直流検出器のゲイン＝
Ｑ、１ｇ３゜Ｒ１ｔ＝７７．５にΩ、Ｒ１２＝２１５に
Ωｊ　　Ｒ１！：：ＩＯＫΩ、Ｒ１４＝２ＭΩ、　　Ｒ
１５：Ｒ１６：１００ＫΩ、　　Ｒ１７：Ｒ１５＝１０
０にΩ、Ｒ１９＝５００にΩ、Ｒ２ｇ＝４０．２にΩ、
Ｒ２１＝４０８０、Ｃ１１＝０．０２２μＦ、Ｃｌ２＝
１μＦ、　　（１０５）パルス幅制御回路内の＠歯状波
信号振幅値Ｖｐ：５Ｖとする。これらの数値會もとに第
１１！図の制御ブロック図内の各パラメータは次の様に
なる。

（４０１）内の（４０２）　Ｄ＝１５／２６．　　（４
０３）　Ｖｉｎ＝２６　、　　（４０４）　Ｇ１におい
て、　　１／Ｒ＝１／２．４７．　　ｒｔＧ２において
Ｒ＝２．４７．　　ｆ１＝２０Ｈｚ、　　（４０６）に
ｐいて（４０７）β：０．２２５．　　（４０８）Ｋ１
＝２００．　　（４０９）においてに２＝０．１６３．
　　（４１０）において（４１１）Ｋ３＝５　、　（４
１２）　Ｇ４のｆ５＝４Ｈｚ、　ｆ４＝１８０Ｈｚ。

ｆ５＝３９０）ｊｚ、　　ｆ６＝１７．７１Ｇ（ｚ、　
　（４１５）において１／ｖｐ＝ｔ／ｓである。電圧制
御系の一巡伝達関数（Ｔｖｌと表わす）は、　　（４０
８）　Ｋ１の入力から、（４０７）βの出力までの伝達
関数であシ１次の様に与えられる。Ｔｙｌは、出力磁圧
検出信号の変動分（７）から。

平滑インダクターを流れる’ｔｌＬ（ｆＬの変動分６１
国までの、電流制御系のマイナー・フィードバックを含
んだ伝達関数（ＧＬｌと表わす）に、伝達関数Ｇ２　（
４０５）　、　　β（４０７）　、　　Ｋｔ　（４０Ｂ
）　　を乗じたものである。したがってＧＣＩ　、　　
Ｔｙｌ　ｒｉ、　　次式で与えられる。

このＧＣｌｓ　ＴＶＩのゲインの概略をボード線図上に
示したのが第１９図である。第１９図にわいて。

（１）はＧ１（式（２：）の伝達関数を示し、直流ゲイ
ンのＧ２で平滑用インダクターおよびコンデンサによる
共振ピークが現われる。（Ｉｌｌは０位相補償系の伝通
関１２Ｇ３Ｃ式（４））を示したものでｆ５＝４Ｈｚ。

ｆ４＝１１１０）１ｘ、　ｆ５＝３９０Ｈｚ、　ｆ６＝
１７．７ＫＨｚでありｅ　　’５をＧ２に一致させてい
る。（■）は、ＧＣｌ（１１，流制御系のマイナー・フ
ィードバックが有ル場合の出力電圧検出信号の変動分（
例から平滑インダクターを流れる電流の変動分ΔＩ（ヌ
）への伝達関数）の図式的な求め方を示したものである
。実線は、電流制御系のマイナー・フィードバックのな
い場合（第１８図のＷｆｉ制御ブロック囚で、　　（４
０９）Ｋ２　。

（ガミ流検出信号変動分のルートがない場合）の出出′
電圧検出信号の変動分＋７１から平滑インダクターを流
れるｔ流の変動分６１国への伝達関数を示し。

厳密には、加算増幅器のゲインに３には高周波側（１０
〜１００ＫＨｚ以上）で−次の極点が台筐れるが、議論
に有意な影響を与えないため省略してい＝ＩＱ、５倍＝
２０．４ｄＢである。　破線は、電流制御系のマイナー
・フィーバパックを有しているＧＣｌの伝達関数を示す
。ＧｃｌのＤＣにかけるゲインは１ −Ｘ２Ｂ）Ｇ２−ｙＸｏ、１６３）＝ｌａ７倍＝ＩＬ８
ｄＢである。ＧＣ，のＧ２（１９０Ｈｚ）にｐいても共
振ピークが除去できずに残っている。（ｉｖ）　ＦｉＧ
２　（式Ｃ３１）の伝達関数を示したものである。ｌｖ
）は、１ｇ圧制御系の一巡伝達関数Ｔｖ１を示したもの
で６Ｄ、式（６）によｌ）　Ｔｖｔ　＝Ｇｃ１・Ｇ２・
β・Ｋ１によシ４えられる。

すなわち、ＴＶｌは図中の団）のＧｃｌｅ　　（’りの
Ｇ２およびβ＝０．２２５．Ｋｚ＝２００を乗じたもの
である。

ＧＣｌにかいてＧ２（３９ＧＨｚ）の共振ピーク２＞！
Ｍ去できていないため、ＴＶｌにおいても共振ピークが
その筐ま残っている。第１９図は＊　　ＧＣｌｓＴｖｌ
のボード線図のゲインの概略を示したものであるが。

数値針具によるＧ（１、Ｔｙｌのゲイン、位相の詳細を
第２０図、第２１図に示す。このように、電圧制御系の
一巡伝遜関１５１ＴＶ、内で平滑フィルターのインダク
ターとコンデンサによう形成される共振ピーク（周ＩＩ
ｌ数ｆｚ　）が除去しずらいの問題があった。

〔発明が解決しようとする課題〕　　゛上記の従来のス
イッチング電源の並列運転装置では、負句電抛が変動し
たときの出力電圧変動が大きい、および、電圧ｆｌｌＪ
御系の一巡伝達関数内で平滑フィルターのインダクター
とコンデンサにより形成される共振ビークを除去しづら
く、制御系の特性に悪影響を与えるの問題点があった。

この発明はかかる課題を解決するためになされたもので
、負衛亀流が変動したときの出力電圧変動が小さく、か
つ、電圧制御系の一巡伝達関数内で平滑フィルターのイ
ンダクターとコンデンサによう形成される共振ピークが
有効に除去され、良好な制御系特性を有したスイッチン
グＸ源の並列運転装置ｔ−祷ることを目的とする。

〔課題Ｙｒ解決するための手段〕

この発明に係るスイッチングＸ源ｔ源の並列運転装置ｔ
は、並列接続されたスイッチングｔ４源の゛電力段の出
力電圧を検出し、″１４力投の平滑フィルター内のコン
デンサと負葡抵抗にニジ形成される極を補償するための
進相器を備え７を積分器で上記検出された出力゛電圧信
号を処理し第１の信号とし、この第１の１ｓ号を各スイ
ッチング電源の制御に共通に用いることを図シ、各スイ
ッチングｍ源の磁力段の平滑フィルター内のインダクタ
ーを流れる電流を検出し、上記第１の信号と上記電沌慎
出侶号を共に負帰還が働く極性に各電力段毎に加算し、
この各電力段毎の７ＪＯ算信号を電力段の平滑フィルタ
ー内のインダクターとコンデンサによシ形成される共振
の伽を補償するための進相器を堀え７ｃ谷蝋力投用の積
分器で処理し第２の信号とし、各′成力段毎の上記第２
の信号を各′鑞力投内のスイッチ素子を駆動するための
パルス１鴫ｉｔＩノ＃回路へ入力したものである。

〔作用〕

この発明においては、出力電圧検出信号を処理する進相
器付きの積分器は、積分器によりｉ圧制御系のＤＣゲイ
ンを高め、進相器によシ平滑フィルター内のコンデンサ
と負荷抵抗によ）形成される極を相殺する。

また、谷′ば力投の平滑フィルター内のインダクターを
流れる電流の検出信号と出力電圧構出信号を加算し処理
する進相器付きの積分器は、壱亀力段毎に独立し、進相
器にょう平滑フィルター内のインダクターとコンデンサ
により形成される共振極の影＊１に軽減し、さらに積分
器に工）４流制（至）系のゲインを扁めることによシ、
マイナーフ（−ドパツクを施した後の出力電圧検出信号
からインダクター′Ｉｋ流れる電流への伝達関数を平担
なもの□し、平滑フィルター円のインダクターとコンデ
ンサによう形成される共振極の影響を除去する。

また、各電力段毎に他とは独立した電流制御系を形成す
る。

〔実施例〕

第１因は、この発明の一実瀾例を示す電気的な概略図で
ろｆｉ、　＋１１〜＋ＩＧ、　　（＋０１）　〜（＋０
５）、　　（２０１）〜（２０５）、　　（５０１）　
〜（３０５）、　　Ｇ（）、　　（ｏａ）、（ｏｂ）ｓ
（口Ｃ）、（ハａ）Ｉ　（ハｂ）’＃　（ハＣ）ｌ　（
二ａ）、（二ｂ）、（−ＳＣ）は上記従来装置の第１１
図と同一のものである。

ａυは出力電圧に関する信号を処理するための進相器付
積分器、　　（１０６）ｆｌ、　ｍｌのスイッチング′
を源で加算された電圧検出信号と′電流検出信号を処理
するための進相器付積分器、　　（２０６）は第２のス
イッチング１を源で加算された電圧検出信号と゛亀流慣
出信号を処理するための進相器付積分器、　　（３０６
）は第Ｎ番目のスイッチング電源で加算されｆＣｉｔ圧
検出信号と１を流検出信号を処理するための進相器付積
分器である。

また、ｓｓｔｍＩｆｉ第１凶のなかの１台のスイッチン
グ電源の？ｆｆ１Ｊ御用−路の一実施例を示すブロック
図である。（４１，（７）、　＋ａ＋、　１９１．　　
（ｌｏｔ）〜（＋Ｏ５）。

（＋０５）、　ｌイ）、　ｌｏｌ、（ハ）は第１図と同
一のものである。

（５０１）ｒｌｉ、第１図の電圧検出信号と進相器付積
分器ａＤの機能を合体し１個のオペアンプ系（ＩＣ？）
で実現したものである。（５０２）　／ｄ、　ｆ８１図
の加算器（＋０４）と進相器付積分器（＋０６）の機能
を合体し。

２個のオペアンプ系（ＩＣ２、ＩＣ３）で実現したもの
である。電圧検出器かｌび進相器付積分器の機Ｄ（５０
１）は、出力′４圧を分圧するための抵抗Ｒ１゜Ｒ２，
比較用の基準電圧ＶｒｅＬ　オペアンプＩＣＩ。

抵抗Ｒ３，Ｒ４，コンデンサＣ１よりなる進相器付の積
分器により構成されており４圧検忠信号阿１は並列運転
される他のスイッチング＃Ｌ源にも送られる。加算器お
よび進相器付積分器の機１＠　（５０２）は。

４流検出信号（ロ）を反転するための反転用増幅器（抵
抗Ｒ５，Ｒ６，オペアンプＩＣ２ニジ成シ、　　Ｒ５＝
Ｒ６に設定されゲインは−１である。）、　電圧検出信
号（イ）と反転した′電流検出信号（ロ）を加算し処理
するための進相４付積分器（オペアンプＩＣ３゜抵抗Ｒ
７，Ｒ８，Ｒ９，コンデンサＣ２よυ成る。）によυ横
取される。

次に、この発明のスイッチング′を源の並列運転装置の
動作を説明する。この発明による並列運転の動作原理ｔ
ｅｌ第１３図に示した従来の並列運転装置の動作原理と
同様である。すなわち、第５因にｂいて、このスイッチ
ング電源よう負荷側へ供給する電流が増加したときには
、１！ωを検出器（１０５）で検出された”ｇｍ検出信
号（ロ）のレベルが正方向に増大し、　　（５０２）内
の反転用増幅器ｉ器（オペアンプＩＣ２系）のゲイン−
１ｐよび進相器付積分器（オペアンプＩＣＪ　系）のＤ
Ｃゲイン−Ａｙ　　（オペアンプの開放利得）によシ、
パルスＩｌ！！制御信号（ハ）は正方向に増大する。パ
ルス暢割御回路（＋０５）ｒｉ、第２図に示した様にパ
ルス幅制御信号←→が正方向に増大したときに、ドライ
ブ信号に）のオンデユーテイを小さくする様に１＃（の
で、ｉ電力段スイッチ素子（＋０１）のオン・デユーテ
ィが小さくなう、この結果供給電流を減少させる負帰還
が餉〈。同様にして、このスイッチング電源の供給蝋流
が減少したときには、供１８蝋ａｔ−増加させる負帰還
が拗く。

ｌた。出力電圧＋７１ＶＱが上昇したときには。

Ｒ２ （５０１）内の分圧器ゲイン　　　　　しよび進相器Ｒ
１＋Ｒ２ 付積分器（オペアンプＩＣＩ系）のＤＣゲイン−Ａｙ（
オペアンプの開放利得）、カよび（ｓｏ２）内の進相器
付積分器（オペアンプＩＣ３系）のＤＣゲイン−ＡＹ（
オペアンプの開放利得）によシ、パルス幅制御信号（ハ
）は正方向に増大するので、電力段スイッチ素子（１０
１）のオン・デユーティが小さくなシ出力電圧分下降さ
せる負帰還が働く。同様にして。

出力電圧（７１ｖ（、が下降したときには、上昇させる
負帰還が動く。

この発明の並列運転装置によシ、負荷電流が変動した場
合の出力電圧変動が小さく抑えられることを以下に説明
する。

第３図は、この発明の並列運転装置による負荷電流が変
動したときの、出力電圧、パルス１１＠制御用電圧ｉｆ
！ＩＪ　ｔｉｌｌ信号、パルス幅制御器におけるパルス
幅制御信号、鋸歯状波信号、電力投スイッチ素子のオン
・デユーティの関係を示す図である。従来の技術でも説
明した様に、出力電圧を安定化するための制御が働いて
いるとき、電力段スイッチ素子のオン・デユーティは入
力電圧に支配的に依存し９式（１）により与えられる。

電力段スイッチ素子のオン・デユーティは９回路にかい
てはすでに第２図でも説明しｆｃ棟に、第３区のパルス
１４制御器における鋸歯状波信号（ホ）ｈｊびパルス幅
制御信号（ハ１ｖ）（ハＶ）にニジ決定される。（ハＶ
）は負荷電流がセロの場合のパルス幅制御信号のレベル
を。

（ハＶ）は所望の負荷電流を流した場合のパルス幅ＩＩ
Ｊ　ｍ信号のレベルを示している。ただし、実際の四路
でｒｉ（ハ１ｖ）（ハＶ）でｄ著な差は生じず０式０）
の「負荷電流にＬる平滑フィルター円りよび配線の電位
降下」を補正するためのわずかなオン・デユーティの変
化が生ずるだけである。区では説明のため誇張して描か
れている。

第３図のｌＬ／ｌはパルス１鴫制御用電圧匍ｊ御信号の
特性を示したものである。（この「パルス幅制御用電圧
制御信号Ｊｔ′ｉ、第５図のα圧横出器と進相器付順分
器（５０１）、加算器と進相器付積分器（５０２）によ
る電圧制御系信号のパルス幅制御信号（ハ）への寄与分
を示す。）この発明にかけるパルス幅制御用′框圧側御
信号の時性１−は、出力電圧を検出後に積分器（第５図
の（５０１）のオペアンプＩＣＩ系）を用いているため
に、出力電圧に対するパルス＋ｌＱｉ利御用電圧制御信
号のゲインが、従来の特性である第１４図のひ）と比較
して非常に高くなっている。

先ず、載置負帰還がない場合（第１色の並列運転方式に
９いて′ａ流検出器（＋０５Ｘ２０５）（３０５）、　
＠流検出侶号（口８０口ｂ）（口Ｃ）がない場合、およ
び第５図において屯＃ｔ、慣出器（＋０３）、電流検出
信号（ロ）がない場合に相当する。）の動作について説
明する。与えられた入力″電圧のもとで、′電力段スイ
ッチ素子のオン・デユーティは式（１）にニジ定められ
。

負荷電流ゼロの場合のパルス幅制御信号ｒｉ＠３図の（
ハｌｙ）のレベルとなる。そして、このときのパルス１
鴫制御用亀圧制呻信号の特性（り上での動作点ｒ１（ｌ
ｖ’）となシ出力亀圧は（１ｖ）である。さらに所望の
負荷をとったときには、弐…によシ「具備電流による平
滑フィルター内および配榔の電位降下」ｔ−補正する株
に電力段スイッチ素子のオン・デユーティが大きくなる
方向にわずかに変化し、パルス幅制御信号のレベルは（
ハＶ）となる。このときパルス幅制御用電圧制御信号の
特性＋１，１上での動作点は（Ｖ′）となう出力電圧は
（■となる。この出力電圧−負荷’１ｍ％性を示したも
のが第４図の１））の特性となる。この特性１ソ）は９
ｍ１５図の従来の特性（ト）と比較しても出力電圧変動
の小さいものとなっている。

次に第１図および第５図に示した電流負帰還がある場合
の動作について説明する。負荷電流ゼロの場合のパルス
幅制御信号は、′ｇ電流負帰還ない場合と同様に第３凶
の（ハＩＶ）のレベルとな５パルス幅制御用鑞圧制＃信
号の特性（−上での動作点は（Ｉｖりであシ、出力′電
圧は（１ｖ）である。　さらに所望の負荷をとったとき
には９式（１１の電力段スイッチ素子のオン・デユーテ
ィに関する制御則によυ。

パルス幅制御信号のレベルは（ハＶ）のレベルであ少、
電流負帰還がない場合と同一レベルである。

しかしながら、電流負帰還がある場合には、このパルス
幅制御信号は、パルス幅？ｂｌＵ　ＩＩ用礒圧割御信号
に磁流制御信号を別異して作られているので。

第３区に示す様にパルス１４制御用畦圧制御信号の特性
（し）上での動作点はパルス制御信号のレベル（ハＶ）
から、電流検出器、加算器、＄−よび進相器付積分器に
よる屯九制御系のゲイン（ＧＩ２）　Ｘ出力電流値を減
じた点（ｖｌつとなシ、　その結果制御系の平衡が保た
れる。出力電圧は（ｖｌ）の点となシ。

電流負帰還がない場合に比べて出力電圧変動はいくぶん
大きくなるものの、特性（−は高ゲインであるため、出
力延圧変動の絶対幅は十分小さい値に抑えられる。この
出力電圧−負荷１１Ｌ＃ｔ、特性は第４図に示すｔ′Ａ
の特性とな夛、実用上は（ン）の特性とｌｉとんど差が
なく、負荷電流かに！ｌｌ２Ｉシたときの出力電圧変動
の小さい特性が侍られる。

次に、この発明の並列運転装置によシ、螺圧制御系の一
巡伝達関数同で平滑フィルターのインダクターとコンデ
ンサによシ形成される共振ピークが有効に除去され、艮
好な制御系特性が得られることを以下に説明する。ｍ６
区は、第５因の制御用−路のブロック図から求めた制御
用伝達関数を得るための制御ブロック図である。この制
御ブロック図に９いテ（４０１）、　（４０２）、　（
４ｏ３）、　（す）のΔｖｌｎＩ（４０４）のＧ１．（
ヌｉのΔｌ、　　（４０５）のＧ２．＋ＡＪのΔｖｏ。

（４０７）、　　（ｆ）のΔＶｒｅｆ、　　［’；７１
．　　　（４０９）、　　帥）、　　ｌヨｌ、　　　（
４１３）は、第１８色と同一のものである。

（４１４）は、電圧検出６訃よび進相器付積分器の制御
ブロック図を示し、　　（４１５）は進相器付積分器の
伝達関数（Ｇ４）を示し、このＧ４は次式で衣ゎされる
。

Ｒ３ｅ　Ｒ４＊　ｃｉは第５図の（５０１）円に示す抵
抗、コンデンサである。

Ｇ４は式（７）に見られる様に、積分時定数Ｒ５５Ｃ１
ｔ２□Ｒ４Ｃ１の零点周波数（ｆａと表υす）を有する
・（４１６）　ｒｉ、加算器および進相器付積分器のｔ
ｉｉｌＪ御ブロック図を示し、　　（４１７）は進相器
付積分器の伝達関数（Ｇ５）を示し、このＧ５ｒｊ次式
で表わされる。

Ｒ８＊　Ｒ９＊　Ｃ２は第Ｓ図の（５０２）内に示す抵
抗、コンデンサである。説明の便宜上５Ｒ７＝ｌｊ６と
しているが、−殺性を失うものではない。

Ｇ５は式（８）に見られる様に、積分時定数１８Ｃ２わ
す）を有する。

この第６−の？［ＩＩＪ　＋卸ブロック区をもとに框η
Ｃ制御系、１１！圧制御系の伝達間ｋｉを求める。説明
を容易にするため、具体的な畝値例を用いて説明する。

第５図の回路図にｐいて＋４１Ｖｉｎ：２６Ｖ、　（＋
０２）　Ｌ＝ＳＯμＨ，１９１Ｃ＝３３００／ｊＦ、　
１８１Ｒ＝＝２．４７Ω、１７）ＶＱ＝１ｓｖ、　　（
＋ｏｓ）ｌｔｆｉ検出器のゲイン＝Ｑ、１６３゜（１０
５）パルス＠１ｌＪ１ｉ１１０路内の礎歯状技傷号振ｌ
鴫値Ｖｐ：５Ｖは、従来技術を説明したｇＩＦ図と同一
で６４゜Ｒ１＝７１．５ＫＱ、Ｒ２＝２２．５ＫＯ，Ｒ
５＝３０にΩ、　　Ｒ４＝１４．２ＭＯ，Ｃｔ　＝５６
０　ｐＦ、　　Ｒ５＝Ｒ６＝１００に１２．　　Ｒ７＝
Ｒｇ＝１０Ｋｉｌ、　　Ｒ９＝１４６にΩ〜５ＯＯＫΩ
、Ｃ２：８８ＧＰＦである。

これらの数値をもとに第６図の制御ブロック区内の各パ
ラメータは次の様になる。（４０Ｏ内の（４０２）Ｄ＝
１５／２６．　　（４０５）Ｖｉｎ＝２６．　　（４０
４）Ｇ１Ｌ４Ｆ、　　ｈ＝２０Ｈｚ、　　（４１４）に
おいテ（４０７）β＝０．２２５　、　　（４０９）に
訃いてに２＝０．１６３．　　（４Ｌ５）　　にかいて
１／Ｖ９＝１１５は、従来技術を説明した第１８囚と同
一である。（４１５）　ＧａにおいてＧ５：２０Ｈ！。

（４１７）Ｇ５にかいてｆ７＝３９０Ｈｚ　〜１．８Ｋ
Ｈｚである。

電圧制御系の一巡伝達関数（ＴＶ２と表わす）ｔ−１゜
（４１５）　Ｇ４の入力から（４０７）βの出力までの
伝達関数であシ、従来技術での説明と同様に次の様に与
えられる。Ｔｖ２ｒｉ、出力電圧検出信号の変動分（７
）から平滑インダクターを流れるｔｋの変動分６１図ま
での、電流制御系のマイナー・フィードバックを含すだ
伝達間１！（Ｇｃ２と表わす〕に、伝達関数Ｇ２（４０
５）、　　β（４０７）　、　　Ｇ４　（４１５）を乗
じたものである。したがってＧ（２，ＴＶ２ｔＩ′ｉ次
式で与えられる。

ＴＶ２”ＧＣ２°Ｇ２″β＊Ｇ４　　　　　　　　　　
１１（１このＧＣ２ｅ　　ＴＶ２のゲインの概略をボー
ド祷図に示したのが第Ｔ図、第８図でるる。４７図は、
　　Ｇ５（式（８１）のｆ７＝３９０Ｈｚ　（Ｒ９：６
００にΩ）の場合を、第８図はｆ７＝１．６ＫＨｚ　（
Ｒ９＝１４６にΩ）の場合を示しており、やずＦＪ！Ｊ
７図について説明する。

第１図に９いテｌｌ１ｒｉＧｔ　（式（２））の伝達関
数を示し、従来ａ術の繞明図第１９図の（０と同一のも
のでｓｂ、ｕｉｉｍゲイン”　　　ｒ　　’１＝２０Ｈ
ｚ、ｆ２＝２．４１ ３９Ｇ）１ｚで、このｆ２で平滑用インダクターｐ工び
コンデンサによる共振ピークが現われる。

＋１１１１ｄ、進相器付積分器の伝通関ａＧｓＣ式＋８
））を示したもので積分時定数＝ＲＢＣ２＝１０Ｋｘ６
８０ｐ＝６−１８　Ｘ　１０−６ｍ　ｆ　７　＝３９０
　Ｈｚで’ｌ）’）、　　ｆ７ｋｆ２に一致させ、共振
極の影智の軽減が図られている。０）！ｄ、Ｇｃ２（’
屯ｍ　ＩＪ　＃系のマイナー・フィードバックが有る場
合の出力磁圧検出毎号の変動分＋７１から平滑インダク
ターを流れる電流の変動分Δ■（ヌ）への伝達関数）の
図式的な求め方を示したものである。

実線ａ、１を流制御系のマイナー・フィードバックのな
い場合（第６図の制御ブロック区で（４０９）Ｒ２゜（
ガミ流検出信号変動分のルートがない場合）の出力電圧
検出信号の変動分（ηから平滑インダクターを流れる電
流の変動分６１国への伝達関数を示し。

が積分＊索ヲ含んでいるので、第５図のオペアン２４７
　である。　４Ｊ＆線は、′磁流７１１Ｊ御系のマイナ
ー・フィードバックを有しているＧ（２の伝達関ｈ’ｔ
−示す。Ｇ（２のＤＣゲインは式（９）を用いて。

＝　　−□　＝　ｔｉ、１４倍＝１５．８ｄＢ０．１６
３ となシ、これは１／ｘ２（４流検出器ゲイン）に等しい
。

（ｌｌの実線部のゲインを、６５内の積分器にょう十分
高め、　Ｇ５内の進相器にょシー２０ｄＢ／ｄｅｃよう
緩やかな傾斜としているので、マイナー・フィードバッ
ク後の伝達関数ＧＣ２（破線で示す）は平担な特性とな
る。そして＊　　ＧＣ２のｆ２（３９０Ｈｚ）　　にか
いては共振ピークは除去されている。また、マイナーフ
ィードバック後のＧＣ２が実纏部のゲインと交差する周
波数（ＧＣ２の折点周Ｕ数に等しい）は。

約１００ＫＨ２となる。すなわち＊　　ＧＣ２はｆ２の
共振ピークのない広帯域の一次形となる。

（１ｖ）はＧ２（式Ｃ３１）の伝達関数を示したもので
あり。

従来技術の説明図第１９図の１ＩＶＩＧ２と向−であシ
。

ｆｌ（２０Ｈｚ）に極点を持つ。Ｍは、進相器（１禎分
器の伝達関ｔｉＧａｃ式（７））１ｉ−示したもので、
積分時定数＝ＲｓＣ１＝３０に×５６０９＝１．６８Ｘ
１０−’　　ｆＢ＝ｚｏｕｚであ’）、　　ｆｓ　ｋ　
ｆｌに一放させ、Ｇ２　　に含まれる平滑フィルター内
のコンデンサと負句抵抗によう形成される極を相殺する
ことを図っている。

（ｖ＋３ｒｉｄｉ圧制御系の一巡伝達関！！２Ｔｖ２を
示したものでメυ、弐（ＩＧによ’）　ＴＶ２＝ＧＣ２
・Ｇ２　・β−Ｇ４　によシ与えられる。すなわち、Ｔ
Ｖ２ｒｉ図中の（−）のＧＣ２，（ｌｖｌのＧ２．ｔＶ
ｌのＧ４．＊よびβ：０．２２１乗じたものである。１
ｍ）のＧＣ２の広帯域性、　（ｉｖ）のＧ２とＴＶＩの
Ｇ４による極点の相殺に工ｊ）　ＴＶ２　ｔｒｉ−次形
となシ、ＴＶ２のクロスオーバー周波数も約３２ＫＨｚ
であＦ）、　　Ｔｙ２ＨＤＣゲインがｇ＜、　　Ｚ””
）広帯域の一次形となる。”　Ｖ　２　ａ　ｅ平滑フィ
ルター内のインダクターとコンデンサによシ形成される
共振ピークが除去されていることは言うまでもなく。

艮好な一次形の劃−系特性となっている。

詳細なｅｔ１＠計Ｘｔ−行った場合、辿延パラメータに
よってＴＶ２のクロスオーバー周ｒ！ｊｔｅＩ近辺で。

−２０ｄＢ／ｄｅｃニジもなだらかな精きとなることが
らシ、これを補正したのが第８図の例である。

４８図に訃いて１ｌｌＶ′ｉＧ、の伝達関数を示し、　
第１図の田と同一のものでめる。１ｌｌｄ進相器付積分
器の伝達関数Ｇｓ　（式（８）〕を示したもので、　積
分時定数＝Ｒ６Ｃ２＝１０ｋＸ６８０ｐ＝６．８Ｘ１Ｇ
−６ｆ７二１．６ＫＨｚであシ、共振他の周仮数ｆ２（
３９０Ｈ２）ニジもｆ７が扁めに設定されているが、進
相器によるｆ７の零点はｆ２の共振極の影会を相殺する
ためのものであることに変わシはない。（創はＧＣ２０
図式的な求め７ｊを示したものでろう、ｉＡ線は４訛制
御系のマイナー・フィードバックのない場合の出力域圧
模出侶号の変動分（〕）刀為ら平滑インダクターを流れ
る磁流の変動分Δｌ（ヌ）への伝ｆ４関叡を示している
。

この実線で示した伝達関献の第７図の（−）との差違は
６周（Ｂｉｄ　ｆ２（３９０Ｈｚ）と周ｆｉａ　ｆ　７
　（１，６ＫＨｚ　）の間で、　　４０ｄＢ／ｄｅｃの
傾きとなう、クロスオーバー周阪叙が１戊域捌に移動す
る点である。この結果、亀流則御系のマイナーフィード
バックを旙し７Ｃ後の伝２１！関数ＧＣ２の折点周技欽
ａ低域絢に心動する。ＧＣ２の云堰関叙は嫉彬で示され
、　　ＧＣ２の折点周肢叙ｒｉ約４０ＫＨｚになってい
る。な訃、このＧＣ２の折点周肢叡の１／１０〜１０ｍ
の周彼畝では実線で示した伝達関係ｒｉ−２０ｄＢ／ｄ
ｅｃの畑きてめるので、マイナーフィードバックｌａｌ
した後の（ＪＣ２Ｑ　ｅ折点周肢欽句点で不安なピーク
を発生することはな（、Ｇ（２Ｖ′ｉｆ２およびその他
の周肢叔にかける共仏ビークのない広帯域の一次形とな
る。

なり、　　ＧＣ２のＤＣゲインは第γ因の場合と１司様
に。

１／に２（ｔＩＬ流検出器ゲイン）　＝　１１０．１６
３　＝　６．１４倍＝１５．８ｄＢである。

１１ｖｌ（Ｄ　Ｇ２　、　ＭＯＧａ　ｒｔ第Ｔ図のｈｖ
ｌ　、　Ｍと同一のものである。（ｖ＋）ｒｌ　ＴＶ２
＝ＧＣ２・Ｇ２　・β・Ｇ４に工ｐｉめｆＣ電圧酌御系
の一巡伝達関叙ＴＶ２でめる。ＴＶ２は第１因と同様に
ＤＣゲインが烏〈、かつ広常城の一次形となるがｅ　　
（ｔｃ２の折点周波叙（約４０ＫＨ２）がクロスオーバ
ー周坂畝（約３２ＫＨｚ）　に求近している点が第１図
と異なシ、クロスオーバー周技叙付近でほぼ一２０ｄＢ
／ｄｅｃの１唄腑が僧られ、　不必要に帯域が拡がるの
倉防ぐことができる。

ｍ８図の数埴計鼻によるＧｃ２ｓＴｖ２のゲイン。

位相の詳細を第９図、第１０図にホす。

以上、第１凶、第８図に示した憶に伝遜関叙Ｇ５円の進
相器の零点周Ｕ叙ｆ７倉、共振他の周Ｕ叙ｆ２の１〜４
倍に設定することによシ、　共伽ビークが有効に除去さ
れた艮好な制御系特性が侍られる。またｅ　　ｃ（：２
ｒｉ入力電圧１ｌｉｉＶｔｎに依存しなくなるので＊　
　ＴＶ２も入力端子１１ｖｔｎ　に依存しない制御系が
祷られる。

この発明の並列運転装置では、上記以外にさらに以下の
艮ＰｆＴｔ−有している。第１図の電気的な概略図に示
すように、ｔ４鑞労役の゛４流検出信号は。

０亀力投のみの？ｆｆ１Ｉ御に用いられているので、あ
る磁力段−ｆｆｃｒｉろる磁力段の但」御Ｌｇｌ路で改
−が発生しても、故障電力段の信号が？ｔｇ亀力段力投
られることはないので、他の正常な磁力段が全て侍史し
てしまうことがない。たとえは、全てのスイッチング電
源が正常な場合には、☆磁力段からは、全負角゛電流／
Ｎの４直が供給される。第１のスイッチング４源で故障
が＠生し磁力段１から４訛が供給されなくなり７Ｃ場合
には、４力段２から゛磁力段Ｎの各磁力段から、全貝何
４九／（Ｎ−１）の４訛が供給される。

また、谷域刀段の４訛憤出信号は、目労役段のみの制御
に用いられているので、特定のスイッチング′４ぷ内の
１４！流慎出器（たとえは４１図の（＋０５）（ｚｏ３
Ｘ５ｏ５）のいずれか）’！ｆｃは、加算器（第１図の
（＋０４）（２０４Ｘ５０４）のいずれか）のゲインを
他のスイッチング電源と異なった値とすることにニジ、
特定のスイッチング１１Ｌ源からの供給４流七他よシ増
大または減少させることが容易にできる。

したがって、ｑ！ｒスイッチング′ＩＬ源の入力（第１
図の（４）１５＋　１６１　）を真なったソースから保
シ入れた場合に、ｑ！ｒンースからの惧Ｉ！＠電力虚の
割合を任意に設定した即」御が可能となる。これは＋　
１１Ｌ（ＩＬ匍」御系のマイナー・フィードバックにお
いて、谷４扼愼出侶号（第１図の（口ａ）（口ｂ）（口
Ｃ））は、４圧検出値号Ｃ，ｓ１図の（イ））に追随し
ようとする拗きかめる。すなわち鴫圧検出傷号を４単個
号として合域訛重が制御される嘗Ｊきがあるからでるる
。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとｐシ、逼タリ蝋成されたスイ
ッチング４源の磁力段の出力磁圧ｔ−慣出し処坤する部
分に積分器を用いることによシ、貝旬゛４沈が変動した
ときの出力電圧が小さく抑えられる幼果かめる。また、
☆スイッチング電ぶの゛越力段の平滑フィルター内のイ
ンダクターｔ−ｍれる電流を検出し、平滑フィルター内
のインダクターとコンデンサにニジ形成される共振物を
＠慣するための進相付積分ａｔ用いてマイナー・フィー
ドバックを形成することによシ、屯圧制御系への共振物
の影−を除去し、出力域圧を恢出し処理する積分器にコ
ンデンサと′Ｒ句に１シ形成される極を梱慣する進相器
金力０えることによジ、広帯域で、かつＤＣゲインが高
く、かつ共振物の伽の影響が除去された良好な一次彬の
１４１比制御系時性が侍られる効果がある。

また、＃Ｌ孔制御系の精分面を用いたマイナー・フィー
ドバックｔｍｂ入れることによシワスイッチング電諒の
制御系にＬｆ！ｆ肩である人力螺圧１直の影響を除去さ
れるので０人力域圧憧が変動しても域８：制御系時性ａ
変化しないという効果がある。

さらに、谷゛亀力投の鴫九慎出信号を自゛屯力投のみの
劃−に用いることにニジ、める゛電力段めるいは、その
電力段の側＃回路の改−が他の電力段にα及しない、ま
ｆ′ｃ合磁力段力投の供給底力の比率を任意にかつ容易
に設定できる効果がある。

４、−面の間車な発明 第１因は、この発明の一実施例を示す゛ば気的な概略図
、第２図は、パルス１嶋制御回路の動作を示す因、第３
図はこの発明による出力磁圧、パルヌ１鴫制御用′亀圧
制御信号、パルス幅制御１３号、鋸歯状ｕ信号、ｍカ段
スイッチ素子のオン・デユーティの関係を示す図、第４
囚はこの発明による出力域圧−具＃４九時性を示す図、
第５図はこの発明の制御用１ｇｌ路の１台のスイッチン
グ電諒分の一実施例を示すブロック図、第６因はこの発
明の劃−ブロック図、第７図に工び第８因は、この発明
の４１ＡＩ、！１ＩＪ−系、４比劇御糸を説明するため
のボード磁図（ゲイン）の概略図、第９図は、この発明
のマイナー・フィードバックｔｍした４　ｍ　１ｌｌ−
系の伝２！！関数（ＧＣ２）のボート嶋図の叙隠討真例
を示す図、第１０囚はこの発明の電圧１ｔｌＪ御系の伝
達関数（ＴＶ２）のボード−図の畝埴計Ｘ例倉示す図。

第１１凶ｒｉ従米の装置の電気的な概恥図、第１２図１
？工び第１３図は豆列通転装置の動作原塩を説明するた
めの図、第１４凶ｒｉ従来の装置の出力電圧、パルス幅
制御用電圧？ｆｆ１Ｊ＠信号、パルス１−側御信号、鋸
歯状波信号、゛成力投ヌイツチ素子のオン・デユーティ
の関係を示す因、第１５図は従来の装置の出力４圧−負
荷屯几荷性を示す図、第１６図ｒ１４に負帰還のない１
台のスイッチング′磁掠の電気的な概略図、第１１囚は
従来の装置の１台のスイッチング屯諒分の制御用ｌ！！
ｌ路倒を示すブロック図、第１８図ａ従来の装置の制御
ブロック図。

第１９図ａ従米従来置の框泥制御糸、岨圧側御糸を説明
するためのボード惚図（ゲイン）の概略図。

第２０図は従来の装置のマイナー・フィードバックを施
した４几劃−系の伝達関数（ＧＣＩ）のボード−図の数
組Ｉｆｔ鼻例を示す凶、第２１因は、従来の装置の屯圧
側呻糸の伝達関数（ｒｙｔ）のボード廟図の数１１１ｔ
ｉ算例を示す図でるる。

図にシいて、　＋１１（２）（３）ａ谷スイッチング′
亀源の・電力段、（４）（５）（６）ｄｑ！ｒスイッチ
ング颯綜の入力、（７）は゛電線出力、（８１は負値、
（９１は平滑フィルター内のコンデンサ、　ａｔｉは成
出慣出器、ａυは進相姦何相分器。

（１０１）（２０１）（６０１）　ｒ！スイッチ索子、
　　（＋０２）（２０２）（５０２）　ｒｊ平平滑フィ
ルタ円内インダクター、　　（＋０３）（２０３Ｘ３０
３）　Ｆｉ電ｔＡｔ横出器、　　　（１０４Ｘ２０４Ｘ
５０４）は刀Ｄ＊ｇｉ、　　１ｏｓＸ２ｏｓＸｓｏｓ）
　ｒｉパルス幅？！ＩＩ　＃　ｕｏ　Ｍ。

（１０６）（２０６）（，５０６）は進相器付積分器、
　　（５０１）ｌｄ電圧横出器＋進相器付槽分器、　　
（５０２）ｒｉ７Ｘｌ其器十逼相器付禎分器、　　（４
０１）（４０２Ｘ４０５）　Ｈ電力段スイッチ索子の伝
達関数、　　（４０４）　ｒｉインダクターを訛れる鴫
沌倉与える伝４関畝、　　（４０５）　ｄ出力嵯圧會与
える伝２！関数、　　（４０７）（４１４Ｘ４１５）は
嵯圧慣出器および迩＠ａｆ１Ｍ４分器ｏ伝遜関ｆｘ、　
　（４１６）（４１７）ａｎＤＪｌｄ＞よびａ相姦付積
分器の伝達関数、　　（４１５）はパルスＩｌｌ！！　
１ｌｉｌＪ　４回路の伝達関数、　　（＋０７）は位相
補償−路、　　（４０６Ｘ４０７Ｘ４０８）　ｒｉ鴫比
圧検出器伝達関数。

（４１０）＊ＩＪｒＪｎｇＳＦ）伝通関［、（４１１）
ｔｌ刀０ＪＬＪ曹幅ｄの伝達関数、　　（４１２）　ｒ
１位相袖項四路の伝達関数。

阿）ｒｔα圧慣出侶号、（ロ）（口ａ）〜（口ｃ）ｒｉ
嘔流慎出侶号、ｐ→（ハａ）〜（ハＣ）（ハ１）〜（ハ
ｖ１）ｒｉパルス１嶋割仰信号、（１（二ａ）〜（二ｃ
）ｑドライブ信号、叶４（ホａ）〜（ホＣ）ｒｉａｌ状
肢信号、　　（へａ　）　〜（〜）　＆２各ヌイツチン
グ′ＴＩＬ源の出力゛電流特性、（ト）（７）は負角４
ηＣ−出力電圧特性、　ｔｌＪ＋人力４圧度動分、（ヌ
）４流変動分、ｌＡｉ出力電圧変動分、（力基卓゛区圧
変動分。

（ワ１砥圧慣出ｆｄ号変動分、（ガ嵯九横出信号変動分
。

（ヨ）パルス１嶋制御信号変動分、汐）（−はパルス幅
制御用磁圧制御信号時性、（ンｌｌ′Ａ＊負句眠叱−出
力域圧特性、（２）はパルス幅制仇用峨圧匍」御信号で
ある。

なｐ９区中同−符号は、同一またａ相当部分をボす。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 複数個のスイッチング電源の電力段を並列接続する運転
   方式において、並列接続された電力段の出力電圧を検出
   し、電力段の平滑フィルター内のコンデンサと負荷抵抗
   により形成される極を補償するための進相器を備えた積
   分器で上記検出された出力電圧信号を処理し第１の信号
   とし、各電力段の平滑フィルター内のインダクターを流
   れる電流を検出し、上記第１の信号と上記電流検出信号
   を共に負帰還が働く極性に各電力段毎に加算し、この各
   電力段毎の加算信号を電力段の平滑フィルター内のイン
   ダクターとコンデンサにより形成される共振の極を補償
   するための進相器を備えた積分器で処理し第２の信号と
   し、各電力段毎に上記第２の信号を電力段内のスイッチ
   素子を駆動するためのパルス幅制御回路へ入力すること
   を特徴とするスイッチング電源の並列運転装置。