JPH0297274A - 自励発振型コンバータ - Google Patents
自励発振型コンバータInfo
- Publication number
- JPH0297274A JPH0297274A JP24793188A JP24793188A JPH0297274A JP H0297274 A JPH0297274 A JP H0297274A JP 24793188 A JP24793188 A JP 24793188A JP 24793188 A JP24793188 A JP 24793188A JP H0297274 A JPH0297274 A JP H0297274A
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- switching transistor
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- Pending
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 39
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 1
- 239000000725 suspension Substances 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａｌ産業上の利用分野
この発明は定電圧電源回路などに用いられる自助発振型
コンバータに関する。
コンバータに関する。
（ｂ）従来の技術
従来、比較的出力容量の小さい低価格のスイッチングレ
ギュレータとして、−ｅに自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータが用いられている。
ギュレータとして、−ｅに自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータが用いられている。
第３図は一般にリンギングチョークコンバータと呼ばれ
る１石の自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示し
ている。同図において１は１〜ランス、Ｑｌはスイッチ
ングＩ・ランシスタであり、ｌ〜ランス１の１次巻線Ｎ
ｐにスイッチングＩ・ランンスタＱ１が直列接続されて
いる。またトランスｌの帰還巻線Ｎｂの出力がダイオ−
１川つ２および抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジ
スタＱ１のベースに接続されている。このＱｌの−＼−
スと人力電源ライン間に抵抗Ｒ１が接続されている。ト
ランス１の２次巻線ＮｓにはダイオードＤ１およびコン
デンサＣ１が接続されている。
る１石の自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示し
ている。同図において１は１〜ランス、Ｑｌはスイッチ
ングＩ・ランシスタであり、ｌ〜ランス１の１次巻線Ｎ
ｐにスイッチングＩ・ランンスタＱ１が直列接続されて
いる。またトランスｌの帰還巻線Ｎｂの出力がダイオ−
１川つ２および抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジ
スタＱ１のベースに接続されている。このＱｌの−＼−
スと人力電源ライン間に抵抗Ｒ１が接続されている。ト
ランス１の２次巻線ＮｓにはダイオードＤ１およびコン
デンサＣ１が接続されている。
上記回路は次のように動作する。先ず、入力電源が印加
されると、起動抵抗Ｒ１の電流が０１の一＼−スに流れ
、Ｑｌが導通状態となる。その結果、トランスの１次巻
線Ｎｐに電圧が加わり、同時に帰還巻線Ｎｂに電圧ｖｂ
が発生する。この電圧ｖｂばＱｌをさらに導通させる正
帰還の電圧となり、Ｑｌは急速にオンする。このとき、
１−ランスの２次巻線ＮＳの電圧はＤｌに対して逆方＋
ｉｒ＋ ｃこ加わるので、１次巻線Ｎｐに流れる電流に
よってトランス１にエネルギーが蓄積される。その後Ｑ
１の電流が増大し、ベース電流ｒｂがＱｌの飽和状態を
保てなくなると、Ｑｌのコレクターエミノク間の電圧が
増大し、トランスの１吹奏ｖＡＮｐの電圧が下がる。こ
れにより帰還巻線Ｎｂの電圧も下がる。この変化は正帰
還されるので、Ｑｌは急速にオフする。Ｑｌがオフした
後、ｌ・ランス１に蓄積されていたコーネルギーが整流
ダイオードＤＩを介して出力側へ供給される。
されると、起動抵抗Ｒ１の電流が０１の一＼−スに流れ
、Ｑｌが導通状態となる。その結果、トランスの１次巻
線Ｎｐに電圧が加わり、同時に帰還巻線Ｎｂに電圧ｖｂ
が発生する。この電圧ｖｂばＱｌをさらに導通させる正
帰還の電圧となり、Ｑｌは急速にオンする。このとき、
１−ランスの２次巻線ＮＳの電圧はＤｌに対して逆方＋
ｉｒ＋ ｃこ加わるので、１次巻線Ｎｐに流れる電流に
よってトランス１にエネルギーが蓄積される。その後Ｑ
１の電流が増大し、ベース電流ｒｂがＱｌの飽和状態を
保てなくなると、Ｑｌのコレクターエミノク間の電圧が
増大し、トランスの１吹奏ｖＡＮｐの電圧が下がる。こ
れにより帰還巻線Ｎｂの電圧も下がる。この変化は正帰
還されるので、Ｑｌは急速にオフする。Ｑｌがオフした
後、ｌ・ランス１に蓄積されていたコーネルギーが整流
ダイオードＤＩを介して出力側へ供給される。
このようにトランスのす吊還巻線をスイッチングトラン
ジスタのベースに正帰還させてなる自励発振型コンハー
クは簡単な回路でコンハークを構成することができる。
ジスタのベースに正帰還させてなる自励発振型コンハー
クは簡単な回路でコンハークを構成することができる。
（Ｃ）発明が解決しようとする課題
ところで、第３図に示した抵抗Ｒ１とＲ２の値は、起動
時にはスイッチングトランジスタＱ１を十分にバイアス
するため、Ｒ２／Ｒ１の比を大き（とる必要がある。Ｒ
１を低（すれば起動特性は良好となるが、Ｒ」による電
力損失が大きくなる。一方、Ｑｌがオンした後は、帰還
巻線Ｎｂから十分なベース電流を供給してＱｌをオンし
つつｉＪるため、Ｒ２は低くする必要があり互いに矛盾
する。そこで、Ｒ１とＲ２の値は、両抵抗による電力損
失と起動特性とのＩ・レートオフで決定されるところが
、入力電源電圧Ｖｉｎか大きく変動するような場合、Ｖ
ｉｎの変動によりｌ・ランスの帰還巻線Ｎｂの起電圧ｖ
ｂが変化し、これに伴いスイソチンダレギュレータＱ１
のベース電流Ｉｂが変化し、安定発振領域を逸脱したり
、Ｖｉｎの上昇に伴いＲ２による電力損失が増大する。
時にはスイッチングトランジスタＱ１を十分にバイアス
するため、Ｒ２／Ｒ１の比を大き（とる必要がある。Ｒ
１を低（すれば起動特性は良好となるが、Ｒ」による電
力損失が大きくなる。一方、Ｑｌがオンした後は、帰還
巻線Ｎｂから十分なベース電流を供給してＱｌをオンし
つつｉＪるため、Ｒ２は低くする必要があり互いに矛盾
する。そこで、Ｒ１とＲ２の値は、両抵抗による電力損
失と起動特性とのＩ・レートオフで決定されるところが
、入力電源電圧Ｖｉｎか大きく変動するような場合、Ｖ
ｉｎの変動によりｌ・ランスの帰還巻線Ｎｂの起電圧ｖ
ｂが変化し、これに伴いスイソチンダレギュレータＱ１
のベース電流Ｉｂが変化し、安定発振領域を逸脱したり
、Ｖｉｎの上昇に伴いＲ２による電力損失が増大する。
ここでクイオードＤ２の電圧降下とスイッチングトラン
ジスタＱ１のベースーエミソター間電圧降−ドを無視す
れば、Ｑｌのベース電流１ｂは Ｉｂ；Ｖｂ／Ｒ２・・・・・・・・・・・（１）で表さ
れる。従ってＲ２による電力損失ＰはＰ＝Ｖｂ２／Ｒ２
・・・・・・・・・・・（２）°５（Ｋ・Ｖｉｎ）２／
Ｒ２・・ （３）となる（Ｋはトランスの１次巻線
Ｎｐと帰還巻線Ｎｂの巻数比）。従って人力電源電圧Ｖ
ｉｎが上昇すれば、抵抗Ｒ２による電力損失はＶｉｎの
２乗に比例して増大することとなり、入力電源電圧の僅
かな上昇によってコンバータの電力変換効率が大きく低
下する。
ジスタＱ１のベースーエミソター間電圧降−ドを無視す
れば、Ｑｌのベース電流１ｂは Ｉｂ；Ｖｂ／Ｒ２・・・・・・・・・・・（１）で表さ
れる。従ってＲ２による電力損失ＰはＰ＝Ｖｂ２／Ｒ２
・・・・・・・・・・・（２）°５（Ｋ・Ｖｉｎ）２／
Ｒ２・・ （３）となる（Ｋはトランスの１次巻線
Ｎｐと帰還巻線Ｎｂの巻数比）。従って人力電源電圧Ｖ
ｉｎが上昇すれば、抵抗Ｒ２による電力損失はＶｉｎの
２乗に比例して増大することとなり、入力電源電圧の僅
かな上昇によってコンバータの電力変換効率が大きく低
下する。
この発明の目的は、入力電源電圧の変動に対してスイッ
チングトランジスタのベース電流を安定化させて、広範
囲の入力電源電圧に対しても安定発振を持続できるよう
にするとともに、トランスの帰還巻線とスイッチングト
ランジスタのベース間に挿入されている抵抗成分を含む
回路による電力損失を低減させるごとによって電力変換
効率の高い自励発振型コンバータを提供することにある
Ｆｄ１課題を解決するための手段 この発明は、トランスの１次巻線にスイッチングトラン
ジスタを直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記
スイッチングトランジスタのへ一スに帰還させてなる自
励発振型コンバータにおいて、 トランスの帰還巻線の出力とスイッチングトランジスタ
のベース間に定電流回路を挿入したことを特徴としてい
る。
チングトランジスタのベース電流を安定化させて、広範
囲の入力電源電圧に対しても安定発振を持続できるよう
にするとともに、トランスの帰還巻線とスイッチングト
ランジスタのベース間に挿入されている抵抗成分を含む
回路による電力損失を低減させるごとによって電力変換
効率の高い自励発振型コンバータを提供することにある
Ｆｄ１課題を解決するための手段 この発明は、トランスの１次巻線にスイッチングトラン
ジスタを直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記
スイッチングトランジスタのへ一スに帰還させてなる自
励発振型コンバータにおいて、 トランスの帰還巻線の出力とスイッチングトランジスタ
のベース間に定電流回路を挿入したことを特徴としてい
る。
ｔｅ１作用
第１図にこの発明の構成を示す。同図においてｌはトラ
ンス、Ｑｌはスイッチングトランジスタであり、トラン
ス１の１次Ｓ線ＮｐにスイッチングトランジスタＱ１が
直列接続されていて、帰還巻線Ｎｂの出力とスイッチン
グトランジスタＱ１の赫ベース間に定電流回路２が挿入
されている。
ンス、Ｑｌはスイッチングトランジスタであり、トラン
ス１の１次Ｓ線ＮｐにスイッチングトランジスタＱ１が
直列接続されていて、帰還巻線Ｎｂの出力とスイッチン
グトランジスタＱ１の赫ベース間に定電流回路２が挿入
されている。
なおスイッチングトランジスタＱ１のベースと人力電源
ライン間には起動用抵抗Ｒ１が接続されている。またト
ランス１の２次巻線ＮｓにはＤＩおよびＣ１などからな
る整流平滑回路が接続されている。
ライン間には起動用抵抗Ｒ１が接続されている。またト
ランス１の２次巻線ＮｓにはＤＩおよびＣ１などからな
る整流平滑回路が接続されている。
以上のように構成したことにより、入力電源電圧Ｖｉｎ
が変動する場合、す吊還巻線Ｎｂの起電圧ｖｂがＶｉｎ
の変動に応じて変動するが、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベース電流１ｂは主として定電流回路２から供給
されるため、ベース電流１１）は入力電源電圧Ｖｉｎに
係わらす略−・定となる。従ってベース電流１ｂをスイ
ッチングトランジスタＱ１の安定発振領域に設定するこ
とによって広範囲の入力電源電圧にわたって安定した自
励発振を維持する。また定電流回路２の入出方間抵抗値
は帰還巻線Ｎｂの出力電圧ｖｂに略比例するため、入力
電源電圧Ｖｉｎの−１−昇に伴う定電流回路２の電力損
失は比例的に増大するのみとなる、駆 。従って人力電源電圧の一ヒ昇に対して−＼−ス台動回
路の電力損失が極端に増大することがない。
が変動する場合、す吊還巻線Ｎｂの起電圧ｖｂがＶｉｎ
の変動に応じて変動するが、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のベース電流１ｂは主として定電流回路２から供給
されるため、ベース電流１１）は入力電源電圧Ｖｉｎに
係わらす略−・定となる。従ってベース電流１ｂをスイ
ッチングトランジスタＱ１の安定発振領域に設定するこ
とによって広範囲の入力電源電圧にわたって安定した自
励発振を維持する。また定電流回路２の入出方間抵抗値
は帰還巻線Ｎｂの出力電圧ｖｂに略比例するため、入力
電源電圧Ｖｉｎの−１−昇に伴う定電流回路２の電力損
失は比例的に増大するのみとなる、駆 。従って人力電源電圧の一ヒ昇に対して−＼−ス台動回
路の電力損失が極端に増大することがない。
ｆｆｌ実施例
第２図にこの発明の実施例である自励発振型コンバーク
の回路図を示す。同図において１はトランス、Ｑｌはス
イッチングトランジスタであり、トランス１の１次巻線
ＮｐにスイッチングトランジスタＱ１が直列接続されて
いる。またＱｌのヘスと入力電源ライン間に起動用抵抗
Ｒ］が接続されている。トランス１の帰還巻線Ｎ ｌ）
の出力とＱｌのベース間にば逆流防止用ダイオ−１”Ｄ
２トランソスクＱ２．抵抗Ｒ２が直列接続され、Ｑ２の
コレクターベース間にバイアス抵抗Ｒ３が接続され、さ
らにＱ２のベースと接地間にツェナーダイオードＺＤお
よび逆流防止用ダイオードＩ） ３か接続されている。
の回路図を示す。同図において１はトランス、Ｑｌはス
イッチングトランジスタであり、トランス１の１次巻線
ＮｐにスイッチングトランジスタＱ１が直列接続されて
いる。またＱｌのヘスと入力電源ライン間に起動用抵抗
Ｒ］が接続されている。トランス１の帰還巻線Ｎ ｌ）
の出力とＱｌのベース間にば逆流防止用ダイオ−１”Ｄ
２トランソスクＱ２．抵抗Ｒ２が直列接続され、Ｑ２の
コレクターベース間にバイアス抵抗Ｒ３が接続され、さ
らにＱ２のベースと接地間にツェナーダイオードＺＤお
よび逆流防止用ダイオードＩ） ３か接続されている。
また帰還巻線Ｎｂの出力端とトランジスタＱ２のエミッ
タ間にスピードアノプコンデンザＣ２が接続されている
。トランス１の２次巻線Ｎｓには整流ダイオードＤ１お
よび平滑コンデンサＣ１が接続されている。
タ間にスピードアノプコンデンザＣ２が接続されている
。トランス１の２次巻線Ｎｓには整流ダイオードＤ１お
よび平滑コンデンサＣ１が接続されている。
以上に示した回路の動作は次のとおりである。
先ず、入力電源が印加されると、起動抵抗Ｒ１を通して
Ｑｌにベース電流が流れ、Ｑｌが導通状態となる。その
結果、ｌ・ランスの１次Ｓ線Ｎｐに電圧が加わり、同時
に帰還巻線Ｎｂに電圧ｖｂが発生する。電圧ｖｂがＺＤ
のツェナー電圧にＤ２とＤ３の順方向降下電圧を加算し
た値以」二となったとき図中に示ずツェナー電流Ｉ２が
流れ、ツェナーダイオードＺＤのカソード電位即ちトラ
ンジスタＱ２のベース電位がＺＤのツェナー電圧＋ ｌ
）３の順方向降下電圧となって安定化される。ごれによ
りＱ２のベース電流が一定となって、Ｑ２のコレクタ電
流即ちスイッチングトランジスタＱ１の−、−スミ流１
ｂとして一定電流が流れる。これにより、Ｑｌが急速に
オンする。このときトランスの２次巻線Ｎｓの電圧は整
流タイオードＤ１に対し逆方向に加わるので、ＮＳには
電流が流れずトランス１にエネルギーが蓄積される。そ
の後、Ｑｌの電？に増大に対し、ベース電流ＩｂがＱｌ
を飽和状態に保てなくなれば、１次巻線Ｎｐの電圧が低
下し、帰還巻線Ｎｂの電圧ｖｂも低下する。ｖｂが上述
の定電流動作可能な電圧を下回れば、Ｑｌのベース電流
１ｂが低下する。この変化はＩＥ帰還であるため、Ｑｌ
は急速にオフする。Ｑｌがオフすることによりトランス
の蓄積エネルギーがトランスの２次巻線Ｎｓから出力側
へ供給される。
Ｑｌにベース電流が流れ、Ｑｌが導通状態となる。その
結果、ｌ・ランスの１次Ｓ線Ｎｐに電圧が加わり、同時
に帰還巻線Ｎｂに電圧ｖｂが発生する。電圧ｖｂがＺＤ
のツェナー電圧にＤ２とＤ３の順方向降下電圧を加算し
た値以」二となったとき図中に示ずツェナー電流Ｉ２が
流れ、ツェナーダイオードＺＤのカソード電位即ちトラ
ンジスタＱ２のベース電位がＺＤのツェナー電圧＋ ｌ
）３の順方向降下電圧となって安定化される。ごれによ
りＱ２のベース電流が一定となって、Ｑ２のコレクタ電
流即ちスイッチングトランジスタＱ１の−、−スミ流１
ｂとして一定電流が流れる。これにより、Ｑｌが急速に
オンする。このときトランスの２次巻線Ｎｓの電圧は整
流タイオードＤ１に対し逆方向に加わるので、ＮＳには
電流が流れずトランス１にエネルギーが蓄積される。そ
の後、Ｑｌの電？に増大に対し、ベース電流ＩｂがＱｌ
を飽和状態に保てなくなれば、１次巻線Ｎｐの電圧が低
下し、帰還巻線Ｎｂの電圧ｖｂも低下する。ｖｂが上述
の定電流動作可能な電圧を下回れば、Ｑｌのベース電流
１ｂが低下する。この変化はＩＥ帰還であるため、Ｑｌ
は急速にオフする。Ｑｌがオフすることによりトランス
の蓄積エネルギーがトランスの２次巻線Ｎｓから出力側
へ供給される。
（ｇ＋発明の効果
以上のようにこの発明によれば、入力電源電圧の変動に
係わらず、スイッチングトランジスタのベース電流が一
定に保たれるため、広範囲の入力電源電圧に対しても安
定して自励発振動作を行わゼることかできる。また、入
力電源電圧の」１昇に伴ない定電流回路による電力損失
が比例的に増大するのみであるため、人力電源電圧上昇
時の電力損失を低く抑えることができる。
係わらず、スイッチングトランジスタのベース電流が一
定に保たれるため、広範囲の入力電源電圧に対しても安
定して自励発振動作を行わゼることかできる。また、入
力電源電圧の」１昇に伴ない定電流回路による電力損失
が比例的に増大するのみであるため、人力電源電圧上昇
時の電力損失を低く抑えることができる。
第１図はこの発明の構成を示す自励発振型コンバータの
回路図である。第２図はこの発明の実施例である自励発
振型コンバータの回路図である。 第３図は従来の自励発振型コンバータの回路図である。 トランス、 ２一定電流回路、 Ｎ−ｐ−：１次巻線 Ｎｓ：２次巻線 Ｎｂ、帰還巻線 Ｑ１〜スイッチングトランジスタ。
回路図である。第２図はこの発明の実施例である自励発
振型コンバータの回路図である。 第３図は従来の自励発振型コンバータの回路図である。 トランス、 ２一定電流回路、 Ｎ−ｐ−：１次巻線 Ｎｓ：２次巻線 Ｎｂ、帰還巻線 Ｑ１〜スイッチングトランジスタ。
Claims (1)
- （１）トランスの１次巻線にスイッチングトランジスタ
を直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記スイッ
チングトランジスタのベースに帰還させてなる自励発振
型コンバータにおいて、トランスの帰還巻線の出力とス
イッチングトランジスタのベース間に定電流回路を挿入
したことを特徴とする自励発振型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24793188A JPH0297274A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 自励発振型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24793188A JPH0297274A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 自励発振型コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0297274A true JPH0297274A (ja) | 1990-04-09 |
Family
ID=17170683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24793188A Pending JPH0297274A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 自励発振型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0297274A (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60219964A (ja) * | 1984-04-16 | 1985-11-02 | Fujitsu Ltd | コンバ−タ回路 |
| JPS627782B2 (ja) * | 1978-10-27 | 1987-02-19 | Nippon Jidosha Buhin Sogo Kenkyusho Kk | |
| JPS6285672A (ja) * | 1985-10-09 | 1987-04-20 | Toko Inc | スイツチング電源 |
| JPS62262662A (ja) * | 1986-05-07 | 1987-11-14 | Fuji Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP24793188A patent/JPH0297274A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS627782B2 (ja) * | 1978-10-27 | 1987-02-19 | Nippon Jidosha Buhin Sogo Kenkyusho Kk | |
| JPS60219964A (ja) * | 1984-04-16 | 1985-11-02 | Fujitsu Ltd | コンバ−タ回路 |
| JPS6285672A (ja) * | 1985-10-09 | 1987-04-20 | Toko Inc | スイツチング電源 |
| JPS62262662A (ja) * | 1986-05-07 | 1987-11-14 | Fuji Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
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