JPH0239916B2 - - Google Patents
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- JPH0239916B2 JPH0239916B2 JP57172513A JP17251382A JPH0239916B2 JP H0239916 B2 JPH0239916 B2 JP H0239916B2 JP 57172513 A JP57172513 A JP 57172513A JP 17251382 A JP17251382 A JP 17251382A JP H0239916 B2 JPH0239916 B2 JP H0239916B2
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- JP
- Japan
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- signal
- input
- mixer
- output
- phase shifter
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- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 claims description 3
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims 1
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
- H04N5/607—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals for more than one sound signal, e.g. stereo, multilanguages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
雑誌「Funkschau 17／1981」の第73〜77頁に
はステレオ放送受信のための並列部を形成するテ
レビジヨン・２チヤネル・トーン受信用回路が記
載されている。かゝる回路では振幅変調されたパ
イロツトトーン信号の復調が必要である。
はステレオ放送受信のための並列部を形成するテ
レビジヨン・２チヤネル・トーン受信用回路が記
載されている。かゝる回路では振幅変調されたパ
イロツトトーン信号の復調が必要である。
振幅変調されたパイロツトトーン信号を復調す
る場合には、受信時に見込まれるノイズスペクト
ルおよびＳ／Ｎ比（Ｓ＝信号振幅、Ｎ＝ノイズ振
幅）に関して高い選択度が必要であり、これは従
来技術によるとフイルタおよびその調整に大きな
費用を要する。したがつて、受信されたパイロツ
トトーン信号fpのための復調器の回路としては、
調整に関して従来のものと比べて臨界的でなくフ
イルタ費用も大きくかからないものが要求されて
いる。
る場合には、受信時に見込まれるノイズスペクト
ルおよびＳ／Ｎ比（Ｓ＝信号振幅、Ｎ＝ノイズ振
幅）に関して高い選択度が必要であり、これは従
来技術によるとフイルタおよびその調整に大きな
費用を要する。したがつて、受信されたパイロツ
トトーン信号fpのための復調器の回路としては、
調整に関して従来のものと比べて臨界的でなくフ
イルタ費用も大きくかからないものが要求されて
いる。
本発明はかゝる課題を解決しようとするもので
ある。さらに本発明は熱的な影響を自動的に補償
し、回路に使用される素子の特性の許容されるば
らつきに対する厳しい要求を不要にすることを目
的とする。
ある。さらに本発明は熱的な影響を自動的に補償
し、回路に使用される素子の特性の許容されるば
らつきに対する厳しい要求を不要にすることを目
的とする。
それ故、本発明はステレオ・テレビジヨン受信
用もしくはテレビジヨン・２チヤネル・トーン受
信に関し、その特徴とするところは次の点にあ
る。すなわち、映像信号とともに受信機に伝達さ
れる周期的な信号が周波数合成方式（PLL方式）
にしたがつて動作する制御回路のための目標値と
して使用され、かつその制御回路の位相検出器の
目標値入力端に導かれるようになつており、この
制御回路の追従発振器の出力端は制御可能な移相
器を介してその位相検出器の実際値入力端と接続
され、復調すべき信号は２つの等しい混合器へ入
力されるようになつており、これらの混合器の他
方の信号入力端は追従発振器の出力端から導き出
される信号によつて、この発振器出力信号が第１
の混合器に直接に、第２の混合器に90゜の位相回
転させられてから導かれるように作用を受けるよ
うになつていて、第１の混合器の出力信号はロー
パスフイルタを介して移相器の運転状態を制御す
る該移相器入力端に導かれ、これに対して復調信
号は第２の混合器の出力によつて制御される別の
ローパスフイルタの出力端から取り出されるよう
になつている。
用もしくはテレビジヨン・２チヤネル・トーン受
信に関し、その特徴とするところは次の点にあ
る。すなわち、映像信号とともに受信機に伝達さ
れる周期的な信号が周波数合成方式（PLL方式）
にしたがつて動作する制御回路のための目標値と
して使用され、かつその制御回路の位相検出器の
目標値入力端に導かれるようになつており、この
制御回路の追従発振器の出力端は制御可能な移相
器を介してその位相検出器の実際値入力端と接続
され、復調すべき信号は２つの等しい混合器へ入
力されるようになつており、これらの混合器の他
方の信号入力端は追従発振器の出力端から導き出
される信号によつて、この発振器出力信号が第１
の混合器に直接に、第２の混合器に90゜の位相回
転させられてから導かれるように作用を受けるよ
うになつていて、第１の混合器の出力信号はロー
パスフイルタを介して移相器の運転状態を制御す
る該移相器入力端に導かれ、これに対して復調信
号は第２の混合器の出力によつて制御される別の
ローパスフイルタの出力端から取り出されるよう
になつている。
この場合に、公知のように、追従発振器の出力
から導き出される信号は共通な第一の分周器を介
して両混合器に導かれる。同様に追従発振器の出
力端から発せられる信号は制御可能な移相器に別
の分周器を介して導かれるようにするとよい。
から導き出される信号は共通な第一の分周器を介
して両混合器に導かれる。同様に追従発振器の出
力端から発せられる信号は制御可能な移相器に別
の分周器を介して導かれるようにするとよい。
目標値信号としては実際には映像再生時にライ
ン復帰を制御する周期性のパルス列を用いること
ができ、これは復調すべきパイロツトトーン信号
と同様に受信されるテレビジヨン信号の一構成要
素である。
ン復帰を制御する周期性のパルス列を用いること
ができ、これは復調すべきパイロツトトーン信号
と同様に受信されるテレビジヨン信号の一構成要
素である。
以下、図面を参照しながら、本発明を実施例に
ついてさらに詳細に説明する。
ついてさらに詳細に説明する。
第１図には本発明のパイロツトトーン信号復調
器のブロツク図が示されている。第２図には移相
器の一例が示されている。
器のブロツク図が示されている。第２図には移相
器の一例が示されている。
ステレオ放送受信から知られているようにして
第２のトーンキヤリアの受信オーデイオ信号から
得られる復調すべきパイロツトトーン信号fpは、
同時に２つの同じように構成された混合器Ｍ１お
よびＭ２の信号入力端に導かれる。かゝる混合器
の例はシーメンス社のデータブツク“Integrierte
Schaltungen fu´rdie Unterhaltungselektronik”
（1980／81）の第294頁および第295頁に開示され
ている。復調すべきパイロツトトーン信号fpは両
混合器Ｍ１およびＭ２に同じように導かれる。
第２のトーンキヤリアの受信オーデイオ信号から
得られる復調すべきパイロツトトーン信号fpは、
同時に２つの同じように構成された混合器Ｍ１お
よびＭ２の信号入力端に導かれる。かゝる混合器
の例はシーメンス社のデータブツク“Integrierte
Schaltungen fu´rdie Unterhaltungselektronik”
（1980／81）の第294頁および第295頁に開示され
ている。復調すべきパイロツトトーン信号fpは両
混合器Ｍ１およびＭ２に同じように導かれる。
両混合器の各他方の出力端の制御のためPLL
制御回路内に設けられている追従発振器VCOの
出力端から供給される信号が用いられる。この信
号は、第１の混合器Ｍ１には直接に、第２の混合
器Ｍ２には90゜だけ回転して供給される。このた
めに位相回転器Drが設けられている。この位相
回転器は公知の種々のやり方で実現することがで
きる。例えばこのために演算増幅器を使用するこ
とができる。あるいは別のやり方として、第１図
に示されているように、追従発振器VCOの出力
端から供給される信号を共通の分周器Ｔ１の介在
のもとに両混合器Ｍ１およびＭ２に導くこともで
きる。その場合に鎖状に相前後して接続されたフ
リツプフロツプによつて実現される分周器Ｔ１の
出力端から90゜の移相をもたらすことができる。
例えば、Ｔ１の最終の分周器段の出力をＭ１の制
御のために使用し、これと同時に排他的論理和ゲ
ートの一方の入力端の制御のために使用すればよ
い。排他的論理和ゲートの第２の入力端には最終
の分周器段の相応せる出力が与えられ、第２の混
合器の制御に用いられる移相信号が排他的論理和
ゲートの出力端に現われる。このほかに混合器Ｍ
２の制御に望まれる90゜の移相を達成する別の公
知の方法もある。
制御回路内に設けられている追従発振器VCOの
出力端から供給される信号が用いられる。この信
号は、第１の混合器Ｍ１には直接に、第２の混合
器Ｍ２には90゜だけ回転して供給される。このた
めに位相回転器Drが設けられている。この位相
回転器は公知の種々のやり方で実現することがで
きる。例えばこのために演算増幅器を使用するこ
とができる。あるいは別のやり方として、第１図
に示されているように、追従発振器VCOの出力
端から供給される信号を共通の分周器Ｔ１の介在
のもとに両混合器Ｍ１およびＭ２に導くこともで
きる。その場合に鎖状に相前後して接続されたフ
リツプフロツプによつて実現される分周器Ｔ１の
出力端から90゜の移相をもたらすことができる。
例えば、Ｔ１の最終の分周器段の出力をＭ１の制
御のために使用し、これと同時に排他的論理和ゲ
ートの一方の入力端の制御のために使用すればよ
い。排他的論理和ゲートの第２の入力端には最終
の分周器段の相応せる出力が与えられ、第２の混
合器の制御に用いられる移相信号が排他的論理和
ゲートの出力端に現われる。このほかに混合器Ｍ
２の制御に望まれる90゜の移相を達成する別の公
知の方法もある。
周波数合成法（すなわちPLL方式）にしたが
つて動作し、かつ追従発振器VCOを操作要素お
よび実際値検出要素として有している制御ループ
に関しては、かゝる制御ループの通常の構成に対
して、追従発振器VCOが直接か、又は別の分周
器Ｔ２を介すかのいずれかにて供給される実際値
が直接ではなくて移相器PHSを介して制御偏差
を確認する位相検出器の実際値入力端に導かれる
ことだけを注目すればよい。さらに、この移相器
PHSは第１の混合器の出力端から供給され、か
つ回路の第３のローパスフイルタ、すなわちロー
パスフイルタＧ、を介して導かれる信号によつて
調整される。
つて動作し、かつ追従発振器VCOを操作要素お
よび実際値検出要素として有している制御ループ
に関しては、かゝる制御ループの通常の構成に対
して、追従発振器VCOが直接か、又は別の分周
器Ｔ２を介すかのいずれかにて供給される実際値
が直接ではなくて移相器PHSを介して制御偏差
を確認する位相検出器の実際値入力端に導かれる
ことだけを注目すればよい。さらに、この移相器
PHSは第１の混合器の出力端から供給され、か
つ回路の第３のローパスフイルタ、すなわちロー
パスフイルタＧ、を介して導かれる信号によつて
調整される。
移相器PHSは、例えばTietzeおよびSchenk著
「Halbleiter−Schaltungtechnik」（1980年）の第
320〜321頁から知られているようにして実現する
ことができる。この構成は第２図から分る回路に
相当する。これは演算増幅器OPを有する。この
演算増幅器OPは図示のように負帰還接続されて
おり、分周器Ｔ２もしくはVCOの出力を入力さ
れ、位相検出器PDの制御のために設けられてい
る。移相器PHSの制御に用いられる入力端は、
ここではポテンシヨメータとして用いられる電界
効果トランジスタFTのゲートによつて与えられ
ている。結合抵抗Ｒ１およびＲ２のほかに基準電
位に導かれているコンデンサＣが設けられてい
る。
「Halbleiter−Schaltungtechnik」（1980年）の第
320〜321頁から知られているようにして実現する
ことができる。この構成は第２図から分る回路に
相当する。これは演算増幅器OPを有する。この
演算増幅器OPは図示のように負帰還接続されて
おり、分周器Ｔ２もしくはVCOの出力を入力さ
れ、位相検出器PDの制御のために設けられてい
る。移相器PHSの制御に用いられる入力端は、
ここではポテンシヨメータとして用いられる電界
効果トランジスタFTのゲートによつて与えられ
ている。結合抵抗Ｒ１およびＲ２のほかに基準電
位に導かれているコンデンサＣが設けられてい
る。
移相器PHSの別の実現は調節可能な遅延を有
する単安定回路によつて与えることもできる。
する単安定回路によつて与えることもできる。
PLL制御ループのための目標値として、テレ
ビジヨン受信機の映像処理部SGから周期的に意
のまゝになり、且つ個別パルスからなる水平偏向
信号fHが使用されていて、これは位相検出器PD
の目標値入力端に印加される。この位相検出器
PDは本回路の別のローパスフイルタ、すなわち
積分器Ｆを介して、上述のようにPLL制御回路
の操作要素となる追従発振器VCOの調整を制御
する。
ビジヨン受信機の映像処理部SGから周期的に意
のまゝになり、且つ個別パルスからなる水平偏向
信号fHが使用されていて、これは位相検出器PD
の目標値入力端に印加される。この位相検出器
PDは本回路の別のローパスフイルタ、すなわち
積分器Ｆを介して、上述のようにPLL制御回路
の操作要素となる追従発振器VCOの調整を制御
する。
第１の混合器Ｍ１の出力はローパスフイルタＧ
の介在のもとで移相器PHSの調整部（例えば第
１図における電界効果トランジスタFTのゲート）
を制御する。第２の混合器Ｍ２の出力端はローパ
スフイルタTPの介在のもとで所望の復調された
信号AMを供給する。
の介在のもとで移相器PHSの調整部（例えば第
１図における電界効果トランジスタFTのゲート）
を制御する。第２の混合器Ｍ２の出力端はローパ
スフイルタTPの介在のもとで所望の復調された
信号AMを供給する。
本発明回路に基づくシステムでは明らかにパイ
ロツトトーン・キヤリア周波数fpがライン復帰パ
ルスfHに同期化される。さらに、別の制御ループ
において位相が追従される。これによつて、平衡
を得るための手段が不要となり、さらに得られた
信号AMへの熱的影響が自動的に補償され、そし
て本回路において使用される部品のばらつきに関
してはなんらの細かい要求をする必要がない。
ロツトトーン・キヤリア周波数fpがライン復帰パ
ルスfHに同期化される。さらに、別の制御ループ
において位相が追従される。これによつて、平衡
を得るための手段が不要となり、さらに得られた
信号AMへの熱的影響が自動的に補償され、そし
て本回路において使用される部品のばらつきに関
してはなんらの細かい要求をする必要がない。
本発明に相当する回路ではパイロツトトーン・
キヤリア周波数がデジタルPLL合成回路によつ
て生ぜしめられ、その場合に基準周波数としてラ
イン復帰パルスfHが使用される。テレビジヨン受
信機は水平周波数、またはfHの代りに実際値とし
て使用される他の周波数に同期している。PLL
合成回路は追従発振器、すなわち電圧制御発振器
VCOからなり、これは制御偏差を監視する位相
検出器PDの出力によつてループフイルタＦを介
して制御される。さらに、PLL制御回路は位相
検出器PDの実際値入力端の直前に移相器PHSを
有する。第１の混合器Ｍ１においては受信される
パイロツトトーン・キヤリア周波数fpの位相が
PLL制御回路内部における追従発振器VCOに生
ぜしめられるパイロツト周波数の位相と比較さ
れ、フイルタＧおよび移相器PHSを介して追従
制御される。それによりフイルタＧにおける大き
な時定数を介して臨界的でない部品で調整なしに
非常に狭い帯域の装置が得られる。VCOに生ぜ
しめられるパイロツトトーン周波数により第２の
混合器Ｍ２においてパイロツトトーン信号fpが復
調される。
キヤリア周波数がデジタルPLL合成回路によつ
て生ぜしめられ、その場合に基準周波数としてラ
イン復帰パルスfHが使用される。テレビジヨン受
信機は水平周波数、またはfHの代りに実際値とし
て使用される他の周波数に同期している。PLL
合成回路は追従発振器、すなわち電圧制御発振器
VCOからなり、これは制御偏差を監視する位相
検出器PDの出力によつてループフイルタＦを介
して制御される。さらに、PLL制御回路は位相
検出器PDの実際値入力端の直前に移相器PHSを
有する。第１の混合器Ｍ１においては受信される
パイロツトトーン・キヤリア周波数fpの位相が
PLL制御回路内部における追従発振器VCOに生
ぜしめられるパイロツト周波数の位相と比較さ
れ、フイルタＧおよび移相器PHSを介して追従
制御される。それによりフイルタＧにおける大き
な時定数を介して臨界的でない部品で調整なしに
非常に狭い帯域の装置が得られる。VCOに生ぜ
しめられるパイロツトトーン周波数により第２の
混合器Ｍ２においてパイロツトトーン信号fpが復
調される。
位相検出器PD、分周器Ｔ１、Ｔ２の構成、フ
イルタTP、ＦおよびＧの構成に関する詳細は公
知であり、これは位相回転器Drにも当てはまる。
したがつて、これ以上の詳細はここでは述べな
い。追従同期化方式（PLL方式）にしたがつて
動作する回路の好適な構成はドイツ連邦共和国特
許出願公開第3120930号明細書に示されている。
かゝるPLL制御回路に関する従来技術は、例え
ば先に述べたTietzeおよびSchenk著
“Halbleiterschaltungstechnik”の第701〜704頁
にも記載されている。
イルタTP、ＦおよびＧの構成に関する詳細は公
知であり、これは位相回転器Drにも当てはまる。
したがつて、これ以上の詳細はここでは述べな
い。追従同期化方式（PLL方式）にしたがつて
動作する回路の好適な構成はドイツ連邦共和国特
許出願公開第3120930号明細書に示されている。
かゝるPLL制御回路に関する従来技術は、例え
ば先に述べたTietzeおよびSchenk著
“Halbleiterschaltungstechnik”の第701〜704頁
にも記載されている。
第１図は本発明によるパイロツトトーン信号復
調器の実施例を示すブロツク図、第２図は移相器
の例を示す接続図である。 fp……復調すべきパイロツトトーン信号、fH…
…水平偏向信号、Ｍ１……第１の混合器、Ｍ２…
…第２の混合器、Dr……位相回転器、Ｔ１，Ｔ
２……分周器、VCO……追従発振器、PD……位
相検出器、SG……テレビジヨン受信機映像処理
部、PHS……移相器、TP、Ｆ、Ｇ……フイル
タ、AM……復調信号。
調器の実施例を示すブロツク図、第２図は移相器
の例を示す接続図である。 fp……復調すべきパイロツトトーン信号、fH…
…水平偏向信号、Ｍ１……第１の混合器、Ｍ２…
…第２の混合器、Dr……位相回転器、Ｔ１，Ｔ
２……分周器、VCO……追従発振器、PD……位
相検出器、SG……テレビジヨン受信機映像処理
部、PHS……移相器、TP、Ｆ、Ｇ……フイル
タ、AM……復調信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 映像信号とともに受信機に伝達される周期的
信号を、周波数合成方式（PLL方式）にしたが
つて動作する制御回路のための目標値として使用
し、かつその制御回路の位相検出器の目標値入力
端に導き、この制御回路の追従発振器の出力端は
制御可能な移相器を介してその位相検出器の実際
値入力端と接続し、復調すべき信号を第１および
第２の混合器の一方の入力端に入力し、第１の混
合器の他方の入力端には追従発振器の出力信号を
直接に導き、第２の混合器の他方の入力端には追
従発振器の出力信号を90゜だけ位相を回転して導
き、第１の混合器の出力信号はローパスフイルタ
の介在のもとに前記移相器の運転状態を制御する
該移相器入力端に導き、第２の混合器の出力によ
つて制御されるローパスフイルタの出力端から復
調信号を取り出すようにしたことを特徴とするス
テレオ・テレビジヨン受信用パイロツトトーン信
号復調器。 ２ 追従発振器から取り出される信号を分周器を
介在させて両混合器に導くようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の復調器。 ３ 第１の混合器の前記移相器への作用はフイル
タ回路を介して行なわれることを特徴とする特許
請求の範囲第１項または第２項記載の復調器。 ４ 周波数合成方式による制御のための実際値と
して、映像再成部から供給される水平偏向制御用
の信号を位相検出器の目標値入力端に印加するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３
項のいずれかに記載の復調器。 ５ 前記移相器には追従発振器の出力を別の分周
器を介して入力することを特徴とする特許請求の
範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載の復調
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3139157.5 | 1981-10-01 | ||
| DE19813139157 DE3139157A1 (de) | 1981-10-01 | 1981-10-01 | Pilotton-demodulator fuer den stereo-fernsehempfang |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5871776A JPS5871776A (ja) | 1983-04-28 |
| JPH0239916B2 true JPH0239916B2 (ja) | 1990-09-07 |
Family
ID=6143205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57172513A Granted JPS5871776A (ja) | 1981-10-01 | 1982-09-30 | ステレオ・テレビジヨン受信用パイロツトト−ン信号復調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0076981B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5871776A (ja) |
| DE (2) | DE3139157A1 (ja) |
| FI (1) | FI74177C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0516428U (ja) * | 1991-08-09 | 1993-03-02 | 河西工業株式会社 | 自動車用内装部品 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0127918B1 (de) * | 1983-05-27 | 1987-05-20 | Philips Patentverwaltung GmbH | Fernsehempfänger mit einem Verarbeitungsteil zum Aufbereiten von Stereo-/Zweiton-Signalen |
| JPS61206373U (ja) * | 1985-06-11 | 1986-12-26 | ||
| JPH04117427U (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-21 | 日立エーアイシー株式会社 | コンデンサ |
| US7564313B2 (en) | 2004-08-13 | 2009-07-21 | Mediatek Inc. | Phase locked loop for controlling a recording device and method thereof |
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1981
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1982
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- 1982-09-30 FI FI823345A patent/FI74177C/fi not_active IP Right Cessation
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|---|---|---|---|---|
| JPH0516428U (ja) * | 1991-08-09 | 1993-03-02 | 河西工業株式会社 | 自動車用内装部品 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0076981A1 (de) | 1983-04-20 |
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| JPS5871776A (ja) | 1983-04-28 |
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| EP0076981B1 (de) | 1984-12-27 |
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