JPH0238020B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の背景〕 この発明は、それぞれ所定の同調範囲において
互いにうまく追跡し合う同調回路を有する無線周
波数（RF）段と局部発振器を用いた同調方式に
関する。 テレビジヨン同調方式では、放送または有線の
テレビジヨン信号源から受信した所要のチヤンネ
ルに対応するRF信号をその所要チヤンネルに従
つて周波数を設定した局部発振信号でヘテロダイ
ン処理して中間周波数（IF）信号を生成し、こ
れから映像と音声の情報を引出す。局部発振信号
の周波数は普通同調電圧によつて制御するが、そ
の同調電圧は視聴者が一般に電圧合成型と周波数
合成型の何れか一方として特徴付けられる公知の
種々の方法の任意の１つにより行うチヤンネル選
択に応じて発生される。電圧合成型では、各チヤ
ンネルの同調電圧をアナログ形式で電位差計によ
り記憶するか、デジタル形式でアドレス指定可能
の記憶装置に記憶するが、周波数合成型では、局
部発振器の周波数またはIF信号を基準周波数と
比較し、両者が相等しくなるまで同調電圧を変え
る。周波数合成型は一般に位相固定ループにより
行われる。 局部発振器の同調に加えて、局部発振器の同調
電圧を用いて混合器の前の可同調RF濾波回路の
周波数選択度を調節し、選ばれたチヤンネルの
RF信号だけを通過させるようにすることもでき
る。RF濾波回路の通過帯域が局部発振信号の周
波数を正しく追跡しないとき（その周波数差が正
確にIF周波数にならないようなとき）は、所要
のRF信号が減衰されて隣のテレビジヨンチヤン
ネルの干渉を受ける機会が増えることがある。
RF濾波回路の帯域幅を広くすると、追跡不良の
場所所要のRF信号の減衰の低域を助けることが
できるが、これもまた干渉の問題を悪化すること
がある。 RF濾波回路と局部発振回路の電圧可変容量
（バラクタ）ダイオードは共通の同調電圧を受信
するがその各周波数範囲の同調範囲に亘り正確に
同じ同調特性を持たないため、RF濾波回路と局
部発振回路の中のトリミング素子として機械的可
変の誘導子やコンデンサを用いてこれらの回路の
周波数特性が互いに同調電圧に応じて追跡し合う
ようにしていたが、このトリミング素子の調節は
困難で時間がかかり、反復手順を要することが多
い上、調節可能の素子の機械的部分の摩耗が多
く、素子の故障の機会が増える。トリミング素子
やパデイング素子は局部発振器の周波数変化の綜
合範囲を各テレビジヨン帯域すなわち低VHF帯、
有線中間帯、高VHF帯、有線スーパー帯、UHF
帯のそれぞれに対して各別の局部発振器が必要に
なるほど狭くすることもある。 その上、複変換方式または複ヘテロダイン同調
方式のような２つの周波数変換を行つて受信RF
信号を第１のIF信号に変換し、次に第２の最後
のIF信号に変換する方式では、RF対局部発振周
波数追跡がより困難にさえなる。これらの複変換
追跡方式では、第１のIF信号の発生に必要な局
部発振器の周波数範囲が一般にRF濾波回路で選
択すべき受信RF信号のそれより遥かに高い。電
圧制御同調器では、この周波数範囲の相違により
局部発振器とRF回路を互いに追跡し合うように
調節することが困難になつている。機械的追跡調
節方式を用いると、複変換同調方式で遭遇する高
い周波数において、調節を行う人の手または調節
用工具の接近のため調節過程が著しく干渉を受け
る。 〔発明の開示〕 この発明はRF回路と局部発振回路の初期すな
わち工場における追跡調節が比較的簡単な同調方
式に関し、これによると低VHF帯と高VHF帯の
２つのテレビジヨン信号帯域の同調にただ１つの
局部発振器を用いるときでも、RF回路と局部発
振被同調回路の同調電圧の電子的追跡が可能であ
る。 この発明では、信号周波数帯内のRF信号の選
ばれた１つからIF信号を生成する受像機用同調
方式が、濾波器同調制御信号に応じて選ばれたチ
ヤンネルに対応するRF信号を通過させるための
濾波手段と、その選ばれたRF信号と局部発振信
号とに応じてこの選ばれたRF信号を周波数変換
して所定のIF信号を生成する混合手段と、発振
器同調制御信号に応じて局部発振信号を発生する
局部発振器とを含み、さらに上記発振器同調制御
信号と上記濾波器同調制御信号との一方に応動す
る入力とその一方の制御信号を変形して出力に上
記制御信号の他方を生成する所定の第１および第
２の利得変換特性を持つ増幅器と、上記一方の制
御信号に応じてその増幅器の利得変換特性を第１
の特性から第２の特性に変え、上記制御信号の他
方の区分的直線近似を引出すようにする切換手段
とを具備する直流信号変換手段を含んでいる。 〔詳細な説明〕 第１図の複変換同調方式では、放送および有線
チヤンネル用のRFテレビジヨン信号がUHFアン
テナ入力１０、VHFアンテナ入力３０および
CATV入力３１に受信される。米国では各チヤ
ンネルが周波数スペクトルにおいて約6MHzの帯
域幅に分配され、予め割当てられたチヤンネルの
帯域幅の下限周波数より1.25MHzだけ高い周波数
の画像搬送波を有する。受信されたRF信号のチ
ヤンネル番号と周波数帯を表１に示す。

【表】 この表に示すように、VHF帯とCATV帯（54
〜402MHz）のRF信号は周波数の７対１の範囲以
上に拡がつている。３対１以上の範囲に亘る同調
は電圧可変容量ダイオードの範囲が限られている
ため実際的でないから、VHF帯とCATV帯用の
第１図の同調装置はMB−CATV帯内の周波数す
なわち約150MHzで分割された低同調帯と高同調
帯で同調するように区分されている。この結果そ
の高低両同調帯の各々が３対１以下の周波数範囲
しか持たない信号を含んでいる。UHF同調帯は
３対１以下の同調範囲の470〜890MHzのRF信号
しか含まないため、区分の必要はない。 第１図に示すように、選択されたテレビジヨン
チヤンネルがUHF帯（470〜890MHz）内にある
ときは、帯域切換電圧VB３が印加され、UHF帯
域周波選択可同調濾波器１４を付勢してRF信号
をUHFアンテナ１０からRFコンバイナすなわち
ダイプレクサ１８に通す。可同調濾波器１４の前
には定周波数IFトラツプ１２があつて第１の中
間周波数すなわち約416MHzのRF信号を減衰さ
せ、無用のビート信号の発生を防いでいる。帯域
切換電圧VB３はまたUHF増幅器１６を付勢して
可同調濾波器１４の選択したRF信号を増幅し、
これをダイプレクサ１８に印加する。 選択されたチヤンネルがＬ−VHF帯または
MB−CATV帯の下部（低帯域54〜150MHz）に
あるときは、帯域切換電圧VB１が印加されて低
帯域周波数選択可同調濾波器２０を付勢し、RF
信号をVHFアンテナ３０またはCATV入力端子
３１からVHF増幅器２２に通す。選択されたチ
ヤンネルがMB−CATV帯の上部、Ｈ−VHF帯
またはSB−CATV帯（高帯域150〜402MHz）に
あるときは、帯域切換電圧VB２が印加されて高
帯域周波数選択可同調濾波器２４を付勢し、RF
信号をVHFアンテナ３０またはCATV入力端子
３１からこれを通す。可同調濾波器２０，２４の
前にある定周波数高域濾波器２６はテレビジヨン
帯域内になく、信号の干渉を生ずることのある低
周波数の無用の信号を減衰させる。VHF増幅器
２２は可同調濾波器２０または２４が付勢された
とき常に印加される帯域切換電圧VB１２により
付勢され、選択されたRF信号を増幅してこれを
ダイプレクサ１８の第２の入力に印加する。可同
調濾波器２０，２４，１４はそれぞれ同調電圧
VT１，VT２，VT３に応じて実質的に選択され
たチヤンネルに対応するRF信号だけを通す。 第１の混合器４０は可同調濾波器１４，２０，
２４の何れかにより選択されたRF信号をダイプ
レクサ１８を介して受信し、これを周波数変換し
て選択されたチヤンネルの画像搬送波がSB−
CATV帯とUHF−TV帯の間の第１の中間周波
数415.75MHzに来るようにする。可同調電圧制御
局部発振器（VCO）４２は帯域切換電圧VB１２
により付勢され、同調電圧VTに応じて混合器４
０が低帯域または高帯域においてRF信号をヘテ
ロダイン処理して第１の中間周波数を生成するに
足る周波数範囲内で局部発振信号を発生する。可
同調VCO４４は帯域切換電圧VB３により付勢さ
れ、同調電圧VTに応じて混合器４０がUHF帯
のRF信号をヘテロダイン処理して第１の中間周
波数を生成するに足る周波数範囲を持つ局部発振
信号を発生する。 増幅器４６はVCO４２，４４からの局部発振
信号を増幅して混合器４０を許容歪みレベルで働
らかせるに足る相対強度を持たせる。 混合器４０からの第１のIF信号は次に同調IF
増幅器５０によつて増幅され、第２の混合器６０
に印加されて米国で用いられる標準中間周波数
45.75MHzの画像搬送波を持つ第２のIF信号に周
波数変換される。定周波数局部発振器６２は
370MHzの局部発振信号を混合器６０に供給する。
自動微同調制御AFTループを用いて第２の中間
周波数をさらに精密に調整することもできる。 45.75MHzの画像搬送波を持つIF信号を処理す
るための通常のIF濾波器６４は、IF信号を濾波
してその結果をテレビジヨン信号処理回路６６に
印加し、そのIF信号の映像および音声情報を復
調する。映像管６８はその映像情報に従つて画像
を表示し、スピーカ７０は音声情報に従つて音声
応答を生ずる。 チヤンネルの選択とVCO４２，４４の発生す
る局部発振信号の周波数の決定は次のようにして
行われる。同調制御器７２はチヤンネルの選択に
応じて同調電圧VTと帯域切換信号VB１，VB
２，VB３を発生する。オア回路７３は帯域切換
信号VB１とVB２に応じて帯域切換信号VB１２
を発生する。各種帯域の同調電圧VTの電圧範囲
は第２ａ図および第２ｂ図に示すように、チヤン
ネル番号が増すほど広くなる。 帯域切換信号VB１，VB２，VB３は対応する
帯域内の１チヤンネルが選択されたとき約18Vの
高レベルになり、その帯域外のチヤンネルが選択
されたときOVになる。1982年３月30日付米国特
許願第363567号および特開昭57−211820号には第
１図の複変換同調方式がさらに詳細に説明され、
また同調電圧および帯域切換信号の生成に適する
位相固定ループ同調制御方式が記載されている。 或る選ばれたチヤンネル（そのチヤンネルに対
しては適正な局部発振周波数が同調制御器７２に
よつて発生されている）に対して適正なRF信号
が選択されてヘテロダイン処理で生成されたIF
信号が所要の中間周波数になるように、可同調濾
波器２０，２４，１４の同調電圧VT１，VT２，
VT３は非線形信号処理回路８０により局部発振
器４２，４４の同調電圧VTから引出される。換
言すれば、可同調濾波器の周波数選択度は適正な
ヘテロダイン処理のための非線形信号処理回路８
０により各局部発振信号のその周波数を追跡する
ようになつている。 局部発振器と各RF段に同じ同調電圧VTが印
加される従来法では、トリミングやパデイング用
のコンデンサや誘導子がその局部発振器とRF段
の被同調回路内で調節され、その被同調回路の応
答を強化して所要の周波数追跡関係を得るように
なつている。前述のように、このような調節可能
のリアクタンスを用いると、困難で時間のかかる
工場調整を要するため、構造的完全の問題を生
じ、その追加のリアクタンスのため被同調回路で
得られる周波数変動範囲が狭くなつてしまう。こ
の後者の点については、表１の５帯域のRF信号
を同調するための従来法の同調方式は、RF回路
対局部発振回路の追跡を良好にするために必要な
リアクタンス素子の追加のため、一般に低帯域と
高帯域の同調用に各別のVCOを要した。非線形
信号処理回路８０は可同調濾波器とVCOにおけ
る追跡に可変リアクタンス素子を追加する必要を
なくし、従つてその欠点も除去する。前述のよう
に関連する可同調回路の周波数範囲を制限する傾
向のあるトリミング用リアクタンス素子をなくし
たため、低帯域と高帯域用の例えば471〜813MHz
の局部発振信号をただ１つのVCOを用いて発生
することができる。処理回路８０の推奨実施例を
第２ａ図、第２ｂ図および第３図について説明す
る。 第２ａ図と第２ｂ図は選択されたチヤンネルに
対応するRF信号が適正にヘテロダイン処理され
て第１のIF信号になるために必要な追跡関係を
図示したもので、低帯域可同調濾波器２０に必要
な同調電圧VT１は曲線２０２，２０４の間の電
圧範囲を含んでいる。なお、曲線２０２，２０４
の間の電圧範囲は許容範囲を示す。この可同調濾
波器の通過帯域は各チヤンネルに対するRF信号
の帯域幅より大きいため、同調電圧VT１は曲線
２０２，２０４間に示す電圧範囲内にあつてなお
選ばれたチヤンネルを通すこともある。この周波
数がMB−CATV帯域の上端に向つて上昇する
と、濾波器の帯域幅が同調範囲の上端に向つて拡
がるため、RF回路と局部発振器の同調電圧の追
跡の公差条件が緩和される。曲線２０２，２０４
の間の中央を通る曲線（Ｘ印で示す）によつて理
想的なRF回路対局部発振回路の追跡が得られる。
上述の公差の緩和により、この理想的追跡曲線の
区分的直線近似を与えるに必要なのは２本の交わ
る線分２０６，２０８だけである。 第２ａ図の曲線２１０，２１２は高帯域におけ
る適正なRF回路と局部発振回路の同調電圧の追
跡に許容される電圧範囲を示す。ここでも曲線２
１０，２１２間に理想的追跡曲線の区分的直線近
似を与えるに必要なのは２本の公差線分２１４，
２１６だけである。第２ｂ図はUHF帯域に対す
る曲線２２２，２２４間に理想的RF回路と局部
発振回路の同調電圧の追跡の許容可能な区分的直
線近似を与えるため直線２１８，２２０を用いた
区分的線形近似を示す。 前述のように、発振器と可同調濾波器に対して
各別の同調電圧が発生されるときは、被同調回路
の特性の追跡を行う可変リアクタンス素子が実質
的に省略され、発振器の周波数範囲が拡がる。第
１図に略示し、第２ａ図に図示されたように、
VCO４２は約２〜22Vの単一の同調電圧VTを用
いて高帯域と低帯域の双方に対する局部発振信号
を供給することができる。従つてVCO４２は適
正なRF回路対局部発振回路の追跡が行われるよ
うに同調回路の応答を変えるための切換式リアク
タンス素子（一般に帯域切換信号に応じて結合ま
たは遮断されるVCO被同調回路内の第２の誘導
子）は全く不要である。しかし、VCO同調電圧
から濾波器同調電圧を発生する必要があれば、約
２〜7Vの対応する発振器同調電圧範囲（VT）に
より約２〜23Vの濾波器同調電圧範囲（VT１）
が発生されるために低帯域に対して処理回路８０
が電圧上昇を行う必要があることは第２ａ図から
明らかである。 処理回路８０の推奨実施例は第３図に示すよう
に３つの演算増幅器３１０，３４０，３６０を含
んでいる。各演算増幅器は同調電圧VTに応じて
それぞれ可同調濾波器２０，２４，１４の同調電
圧VT１，VT２，VT３を発生する。各演算増幅
回路は各帯域の始めの局部発振器同調電圧とRF
同調電圧の差に対応する直流偏倚電圧と、第２ａ
図と第２ｂ図の直線の交点に対応する区切点電圧
を演算増幅器に供給する電圧設定回路を含んでい
る。その上各演算増幅器の帰還路は区切点電圧に
応じて演算増幅回路の帰還量を選択的に制御する
例えばダイオードのような電圧応動閾値導通装置
を含み、その帰還量はその装置の導通により変
り、第２ａ図および第２ｂ図の下側の線分に対応
する勾配を持つ第１の信号伝達特性と、上側の線
分に対応する勾配を持つ第２の信号伝達特性を各
演算増幅器に与える。 演算増幅器３１０に対しては、抵抗３１２がそ
の非反転入力（＋）に局部発振器同調電圧VTを
供給する。演算増幅器３１０の出力とその反転入
力（−）との間に結合された帰還回路網は抵抗３
１４，３１６，３１８、ダイオード３２０およ
び、抵抗３２６，３３０と電位差計３２４，３２
８を含む電圧設定回路３２２を含んでいる。第３
図に示す抵抗値に対し、抵抗３３０を介して動作
電位を受ける電位差計３２８を調節して、局部発
振器同調電圧が5.9V未満のとき、ダイオード３
２０が逆バイアスされて演算増幅器３１０の伝達
特性の勾配が実質的に抵抗３１４，３１６により
決まるように区切点電圧を可動端子に与えること
ができる。電位差計３２４は抵抗３２６を介して
動作電圧を受けるが、これを調節して低帯域の下
端における局部発振器同調電圧VTと濾波器同調
電圧VT１の間に要する偏倚電位に対応する直流
偏倚電圧をその可動接点から演算増幅器３１０の
反転入力に供給することができ、これによつて演
算増幅器に第２ａ図の直線２０６に対応する第１
の信号伝達特性が設定される。 局部発振器同調電圧が5.9Vより高いときは、
ダイオード３２０が順バイアスされて、抵抗３１
８が実質的に抵抗３１６と並列に接続される。こ
のため演算増幅器３１０に対する帰還レベルが低
下して第２ａ図の線分２０８の傾斜に実質的に対
応する急な傾斜を持つ第２の信号伝達特性を設定
する。ダイオード３２０の陽極は（理想的な演算
増幅器では非反転入力と同じ電圧になる）演算増
幅器３１０の反転入力に結合されているため、ダ
イオード３２０は局部発振器同調電圧が電位差計
３２８の可動接点の電圧をその接合電位に等しい
値だけ越えたとき順バイアスされる。その上電位
差計３２８は値が抵抗３１８の値に比して小さい
ため、ダイオード３２０が順バイアスのときその
電位差計３２８の調節が演算増幅器３１０の帰還
路のインピーダンスに実質的に影響することはな
い。その上ダイオード３２０が逆バイアスのとき
電位差計３２８の可動端子は回路の残部から絶縁
されているため、電位差計３２４または３２８を
反復調節する必要はない。 高帯域に対する演算増幅器３４０による同調電
圧VT２の発生は、上述の低帯域に対する同調電
圧の発生と同様であるが、第２ａ図に示すよう
に、完全な性能を得るに要する区分的直線近似の
上部に必要な直線２１６の勾配が、１より僅か小
さいため、１未満の利得を生ずるために抵抗３４
２，３４４を含む分圧器を設けて局部発振器同調
電圧の低くしたものを演算増幅器３４０の非反転
入力に印加するようになつている。その上、伝達
特性の勾配は所定の局部発振器同調電圧に達した
後減少する必要がある。従つて演算増幅器３４０
に対しては、抵抗３４６が動作電圧を電位差計３
５０の可動端子に印加することによりその反転入
力に直流偏倚電圧を印加し、高帯域に対する線分
２１６の適正な始点を設定する。伝達特性の勾配
は抵抗３５８により決まる。電位差計３５２を調
節して直線２１４，２１６の交点に対応する区切
点電圧をその可動端子に生成する。RF同調電圧
VT２がダイオード３５４を順バイアスする点ま
で上昇すると、抵抗３５６が実質的に抵抗３５８
と並列に接続されるため、演算増幅器３４０の利
得が低下して線分２１４の勾配を合わせ、これに
よつて高帯域に対する良好なRF回路対局部発振
回路の追跡の区分的直線近似が完了する。演算増
幅器３４０に対する帰還回路は演算増幅器３１０
と同じでよいが、ダイオード３２０の極性を逆に
することができることに注意すべきである。しか
しこれは、どちらの方法で電位差を調節しても高
帯域の低周波数端部が影響されるため調整手順が
混乱する結果を生じ、低帯域と高帯域の調整手順
を異ならせる必要がある。 UHF同調帯域に対する演算増幅器３６０のバ
イアスは上述の演算増幅器３４０に対するものと
同様であるが、伝達特性が特定点後低下を要する
代りに、演算増幅器３６０の伝達特性はUHF帯
域における良好な追跡の区分的直線近似を与える
ため第２ｂ図の線分２１８，２２０の交点以後低
下する必要がある。このためダイオード３６２の
極性はダイオード３５４と逆になつており、電位
差計３６８の調節は、抵抗３７０，３７２が実質
的に並列になつて線分２１８の勾配を設定するよ
うにする。電位差計３６４は抵抗３６６から動作
電位を受けてその可動端子に直流偏倚電圧を生成
し、これを抵抗３６７を介して演算増幅器３６０
の反転入力に印加することにより線分２１８の始
点を設定する。UHF濾波器同調電圧VT３が約
7.5Vのときダイオード３６２が逆バイアスされ
るように電位差計３６８を調節し、演算増幅器３
６０の帰還路から抵抗３７０を除去してその伝達
特性の勾配を線分２１８から２２０に変える。こ
れによつて第１図の同調方式の良好な動作に必要
なRF回路対局部発振回路の追跡が完了する。 上述の追跡回路の変形も特許請求の範囲に入る
ものと考えられる。例えば、第３図の演算増幅器
の帰還回路網の抵抗のいくつかを可変にして区分
的直線近似の各線分の勾配を調節し得るようにす
ることもでき、すなわち演算増幅器３１０に対し
ては固定抵抗３１６，３１８を電位差計で置換す
ることもでき、また各演算増幅器の反転入力に別
のダイオードを結合して区分的直線近似に複数の
区切点を作り、追跡の精度を向上することもでき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理により構成された同調
方式を含むテレビジヨン受像機を示すブロツク
図、第２ａ図および第２ｂ図はRF回路および局
部発振回路の同調電圧間の所要の追跡特性を表わ
す図、第３図は第１図の同調方式のRF回路と局
部発振回路の間の追跡を行うためこの発明の原理
によつて構成された非線形信号処理回路の回路図
である。 １４，２０，２４……濾波手段、４０……混合
手段、４２，４４，４６……発振手段、８０……
直流信号変換手段、２０８，２１０，２２０……
利得変換特性、３１０，３４０，３６０……増幅
器、３２０，３２２，３５４，３４６，３４８，
３５０，３５２，３５６，３５８，３６２，３６
４，３６６，３６７，３６８，３７０，３７２…
…切換手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１の変動範囲を持つ濾波器同調制御信号に
   応じて信号帯域内の選ばれたチヤンネルに対応す
   るRF信号を選択する濾波手段と、上記選択され
   たRF信号と局部発振信号に応じ、その選択され
   たRF信号を周波数変換してIF信号を生成する混
   合手段と、発振器同調制御信号に応じて上記局部
   発振信号を発生する発振手段と、上記発振器同調
   制御信号と上記濾波器同調制御信号の一方に応動
   する入力と少なくとも所定の第１および第２の利
   得変換特性とを有し、上記一方の制御信号を変形
   して上記制御信号の他方を出力に生成する増幅
   器、および上記一方の制御信号に応じて上記増幅
   器の利得変換特性を上記第１の変換特性から第２
   の変換特性に変え、上記制御信号の他方の区分的
   直線近似を引出す切換手段を具備する直流信号変
   換手段とを含む、信号帯域内のRF信号からIF信
   号を生成する同調方式。