JPH02280407A

JPH02280407A - 出力回路

Info

Publication number: JPH02280407A
Application number: JP10002989A
Authority: JP
Inventors: Yuji Sano; 勇司佐野; Michitaka Osawa; 通孝大沢; Yuichiro Kimura; 雄一郎木村; Koji Kito; 浩二木藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-04-21
Filing date: 1989-04-21
Publication date: 1990-11-16
Anticipated expiration: 2013-09-10
Also published as: JP2796348B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はテレビ、デイスプレィのビデオ出力回路に係り
、特に大振幅広帯域化に適したピーキング回路、クラン
プレベルの安定したピーククランプ回路、高速動作が可
能なブランキング回路に関する。

〔従来の技術〕

従来の広帯域増幅回路にはエミッタピーキングが多用さ
れている。例えば、第２図に示した特公昭５０−２６８
９９のｒ槽中回路」では入力信号源１ｏの電流Ｉｉｎを
増幅して端子５９と５０１から出力しているが、差動増
幅回路のトランジスタ３と３８．戒は４と４８のエミッ
タ間にはエミッタピーキング用にコンデンサ３５成は４
５が付加されている。

エミッタピーキングにおいては、エミッタと交流接地点
間のインピーダンスが信号周波数の上昇につれて低下す
ることを利用して、高域の増幅度を低域に対して増加さ
せている。但し、第２図の回路においては、増幅可能周
波数を２倍化する事を目的として、トランジスタ３と３
８，４と４８から成る２組の差動増幅回路の接続を工夫
している。

つまり、差動増幅回路の出力は同相に並列接続されて出
力の２倍化が図られると共に、人力は直列接続されて入
力インピーダンスも２倍化する。

次に、特開昭ｔ３１−２２０５６６に開示されている大
出力広帯域ビデオ回路に適したクランプ回路を第８図に
示す。第８図において、ビデオ信号源１の信号は、トラ
ンジスタ３により増幅されてＣＲＴ９に加えられる。第
８図は、ＣＲＴ９のカソード端子９１をクランプ用可変
電圧源７３とほぼ等しい電圧にクランプするタイミング
が、クランプパルス信号源７５により制御される同期式
クランプ回路である。抵抗８１は電源投入時等にＣＲＴ
９の輝度の異常増加を抑える保護抵抗である。クランプ
時にクランプコンデンサ８に流れる放電電流７６は、抵
抗５３には流れずにクランプトランジスタ７のエミッタ
とコレクタを介した閉路電流となるため、クランプレベ
ルの安定化が図れるうえに、抵抗５３の抵抗値を上げて
消費電力を低減することもできる。

また、第８図の同期式クランプ回路を、信号のピーク時
に自動的にクランプするピーク・クランプ回路に改良し
た場合の例を、第９図に示す。第９図においては、消費
電力低減の為に電圧ｇ５２と８２の間に接続された可変
抵抗７９とコンデンサ７８により、第８図のクランプ用
可変電圧源７３を実現している。従って、信号のピーク
時のみクランプダイオード７７とクランプトランジスタ
７が導通して、クランプ動作が行なわれる。また、第９
図は、クランプトランジスタフの保護用ダイオード７２
と、高周波におけるコンデンサ８のインピーダンス上昇
を補償するコンデンサ８３を付帯した、実用回路に近い
構成となっている。

次に、高速化が可能なブランキング回路を、第４図のト
ランジスタ５と６の構成により示す。第４図において、
トランジスタ５はビデオ信号増幅用にカスコード接続さ
れたベース接地回路として用いられる。また、１−ラン
ジスタ５とエミッタ同志を相互に接続したｊ〜シランス
タロは、そのベースに入力されるブランキングパルスが
ＨＩレベル時に、トランジスタ５を遮断することにより
ブランキング動作を行なう。その際、Ｉ−ランジスタ５
と６は非飽和の差動対をすることができるので、ブラン
キング時のスイッチングを極めて高速化できる。また、
差動対の相互コンダクタンスが高いことより、ブランキ
ングパルスの振幅を小さく抑えられることによっても（
常温時に最低約０．２Ｖｐｐ）　＋高速性が向上してい
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

第２図に示す回路に代表される従来エミッタピーキング
には、信号振幅が大きくなるに従い、また、トランジス
タのバイアス電流が減少するに従って、周波数帯域の拡
大範囲が狭まるという問題がある。この事を、第２図中
の差動増幅回路を示した第３図により説明する。例えば
、トランジスタ３のベースに信号源１４から立上りパル
スが印加された場合、ピーキング用コンデンサ３５を介
して、パルス振幅に比例した信号電流３０２が流れる。

この信号電流３０２は、３０３と３０４の電流に分流す
る（インピーダンス比から考えて電流３０４は無視でき
る場合が多い）。その際、電流３０３がトランジスタ３
８にパルス立上り以前に流れていたバイアス電流以上の
大きさになると、トランジスタ３８は遮断して、回路の
リニアリティが損なわれる。

以上の現象は、第４図の従来例中のトランジスタ３と抵
抗３２と３３、コンデサ３１のみの構成に代表される。

エミッタピーキングの施された一般のエミッタ接地回路
に立下りパルスを入力した場合にも、トランジスタ３が
同様にして遮断する形で発生する。

本発明の第１の目的は、上記エミッタピーキングの大出
力広帯域化に対する制約を暖和することである。

次に、第１０図に示した従来クランプ回路の場合、クラ
ンプレベルの安定性に問題がある。同図において、非ク
ランプ期間の特にビデオ信号レベルの小さい時に、ダイ
オード７２と７７が導通状態でなくなる為、トランジス
タ７のベースラインのインピーダンスは高くなる。この
トランジスタ７のベースラインに調整の為手やシャーシ
等の金属を近づけた場合、或はプリント基板にホコリが
積った場合等には、第１θ図の浮遊容量７０３や抵抗７
０４により外部雑音ｇ１０６が接続された事と等価にな
り誘導や漏れ電流の影響で、トランジスタ７が導通して
しまう。その場合、コンデンサ８の放電によりＣＲＴ９
が光ってしまい、あたかもクランプレベルが変動したよ
うな状態となる。

また、トランジスタ７のベースラインのインピーダンス
を低減する目的を兼ねて保護抵抗８１を第１０図に示す
ように接続した場合、クランプ時に流れる電流７０１が
増大して、ビデオ信号やクランプ期間（ピーク・クラン
プ回路なのでブランキング期間に相当）の変化の影響で
クランプレベルが変動するようになる。

本発明の第２の目的は、クランプトランジスタのベース
ラインのインピーダンスが高いことによる、上記のクラ
ンプレベルの不安定性を除去することである。

次に、第７図に示すようなブランキング回路の場合、ト
ランジスタ５には高周波用のパワートランジスタが用い
られることが多く、そのエミッタ入力容量は極めて大き
い（例えば約０．２２μＦ）。

従って、ビデオ信号や輝度調整レベルが小さくなり、非
ブランキング時にトランジスタ５に流れる電流が低下し
た場合に、５が遮断状態から能動状態への回復に要する
期間が増大することがある。

（例えば数１００　ｎ５ｅｃ以上）。この回復時間はブ
ランキングＯＦＦ時の遅延時間となり、高精細デイスプ
レィ等の信号における、短いブランキング期間（例えば
４　ｐｓｅｃ程度）の実現に支障をきたす本発明の第３
の目的は、上記のブランキングＯＦＦ時の遅延時間を削
減することである。

〔課題を解決するための手段〕

上記第１の目的を達成するためには、低相反転した信号
電圧源を所望のインピーダンス回路を介して、ベース（
ゲート）接地回路の入力端子に接続し、このベース（ゲ
ート）接地回路の出力端子を増幅器の出力端子に接地す
る。

上記第２の目的を達成するためには、上記のクランプコ
ンデンサとクランプトランジスタのエミッタをダイオー
ドを介して接続し、クランプトランジスタのベースをク
ランプ用電圧源に接続する。

上記第３の目的を達成するためには、ブランキング時に
遮断されるトランジスタのエミッタにもうひとつの電流
経路を設ける。或は、ブランキング時に電流を制限され
るベース接地トランジスタのエミッタと、ブランキング
パルスがベースに入力されるトランジスタのエミッタと
を抵抗を介して接続することによっても、上記第３の目
的は達成されｂ〔作用〕上記第１の目的を達成するための手段において、位相反
転した信号電圧源に接続されたインピーダンスは、位相
反転信号電圧をピーキングを施した信号電流に変換する
作用を有する。また、上記インピーダンスに接続された
上記ベース（ゲート）接地回路は１位相反転信号電圧か
ら得られた信号電流を、非反転信号電圧から得られる従
来の信号電流に同位相で加算する作用を有する。従って
。

従来のピーキングのみを用いた場合には歪がちな信号電
流を、位相反転信号電圧から得られる信号電流を併用す
る事により線形化でき、上記の大出力広帯域化が可能と
なる。

上記第２の目的を達成するための手段において、クラン
プコンデンサとクランプトランジスタのエミッタとの間
に接続されるダイオードは、信号のピーク時にのみ導通
するクランプスイッチの作用を有する。従って、クラン
プトランジスタのベースラインはクランプ用電圧源に常
時接続されて低ベルの不安定性は除去される。

上記第３の目的を達成するための手段において、ブラン
キング時に遮断されるトランジスタのエミッタに設けら
れるもうひとつの電流経路は、ブランキングＯＦＦ時に
このトランジスタに流れる電流の最低値を制限する作用
を有する。また、ブランキング時に電流を制限される一
トランジスタのエミッタと、ブランキングパルスがベー
スに入力されるトランジスタのエミッタとの間に接続さ
れる抵抗は、ブランキング時の電流制限されるトランジ
スタの電流値を設定する作用を有する。従って。

ブランキング時に遮断されるか、或は電流制限を受ける
トランジスタのブランキングＯＦＦ時の状態への回復時
間の増大を抑えることができ、上記のブランキングＯＦ
、Ｆ時の遅延時間を削減することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、信号源１の信号電圧は、差動出力の増幅回
路２とトランジスタ３と４から成る差動増ＩｐＭ回路、
トランジスタ５のベース接地回路により増幅され、クラ
ンプコンデンサ８を介してＣＲＴ９に加えられる。第１
図の破線枠３ｏと一点破線枠４０内は本発明のピーキン
グ用インピーダン回路の一例を示し、コイル５４と５５
と抵抗５６は従来から用いられている直列のピーキング
回路を構成している。また、トランジスタ６はベースに
ブランキングパルスが信号ｇ６１より入力さ九、トラン
ジスタ５の電流を制御しているが、抵抗６３により新た
に設けられた電流経路により、トランジスタ５の最低電
流は制限されている。さらに、ダイオード７１を介して
コンデンサ８に接続されたトランジスタ７のベースは、
常にクランプ用可変電圧源７′３に接続されているため
、ＣＲＴのカソード端子９１に現れる信号には安定した
クランプレベルが確保されている。

ここでは、まず本発明によるピーキングの一実施例につ
いて説明する。第１図のトランジスタ３と４のエミッタ
間を接続する抵抗３４には、従来のようにピーキングコ
ンデンサが並列付加されない。

従って、ピーキング用インピーダンス回路３０と４０に
より設定されるピーキングの強さを、それぞれトランジ
スタ３と４のみの遮断が生じないレベルまでの範囲内で
増強できる。というのは、インピーダンス３０によりピ
ーキングを施された信号電流の大部分はトランジスタ３
を流れて、１−ランジスタ４にはほとんど流れず、同様
にインピーダンス４０もトランジスタ４のみに作用して
１−ランジスタ３に与える影響が小さいからである。そ
して１本発明においては、上記インピーダンス３０と４
０を流れる信号電流が増１屓回路の出力において加算さ
れるため、周波数帯域とその上限における最大出力振幅
の積を、従来回路の２倍程度のレベルまで増強できる。

その際１両信号電流に若干の歪が生じても交互のタイミ
ングで相補的に加算される上、偶数調波は抑圧される。

また、第１図のインピーダンス３０と４０は、抵抗とコ
ンデンサ構成による双−次形になっているが、それらが
コイルを含む一般受動素子構成であろうとも（従って、
直流電流が流れても構わない）、トランジスタ等の能動
素子を含む構成であろうとも、流入・流出電流の一致し
ない（但し、両者の電流に依存性は必要）２端子以上の
構成であろうとも、本発明の効果は失われない。さらに
、第１図においては、増幅回路２の差動出力をトランジ
スタ３と４（同極性であれば“ＰＮＰ形トランジスタも
、或は他の能動素子も可）から成る差動増幅回路により
増幅しているが、抵抗３４を用いないで、独立の２増幅
回路による増幅形式とすることもできる。その場合には
。

ｊ・ランジスタ３と４の極性は異なっていても構わない
。この事から、第１図の抵抗３４は、ピーキング用に強
調された信号電流を貫通させるものでな限り、上記イン
ピーダンスと３０と４０と同様に（但し、流入・流出電
流の依存性も不要）、−殻内なインピーダンス回路であ
っても梼わない。

次に、本発明のピーキングによる第２の実施例を第５図
に示す、第５図においては、信号源１の信号電圧を、差
動出力の増幅回路を用いずに、トランジスタ３と反転（
増幅）回＠２０に直接入力することにより１回路規模を
縮小できる。第５図の反転（増幅）回路２０には、ＰＮ
Ｐ形トランジスタ２２によるエミッタ接地回路を用いて
いるが、ＮＰＮ形トランジスタのエミッタ接地回路であ
っても構わない。また、ピーキング方法として、エミッ
タ抵抗２４にコンデンサを並列接続したり、コレクタ抵
抗２３にコイルを直列挿入する従来の多くの方式が適用
できる。なお、ベース（入力）抵抗１１や２１は回路の
安定化用のもので、以後は図示せずとも全能動素子で使
用可能である。

次に、本発明のピークキングによる第３の実施例を第６
図に示す、第６図においては、増幅回路２の差動出力の
うちの何れか一方の出力をピーキングのみに用いる場合
に、消費電力を削減した例を示す。第６図のバッファ回
路４０１は、カップリングコンデンサ４０３によりＡＣ
結合されており、信号ダイナミックレンジを確保した上
でバイアス電圧源４０２の電圧を下げることにより、ト
ランジスタ４や抵抗４３で消費される電力を削減できる
。

また、増幅回路２が電流供給能力を充分に備えている場
合には、バッファ４０１そのものが不要になることは言
及するまでもないが、その場合でも、上記のように２の
差動出力のうち何れか一方の出力をピーキングのみに用
いることによって、増幅回路２内部の消費電力を削減で
きる。さらに、第６図においては、トランジスタ３のみ
を直流増幅に用いているが、バッファ４０１を直流増幅
に用いてトランジスタ３をピーキングのみに用いること
によっても消費電力を削減できる。

次に１本発明を３チャンネル分のビデオ出力回路に用い
た場合の実施例を第７図に示す、第７図は、同一構成と
なる３チヤンネル（Ｒ：赤、Ｇ：緑、Ｂ：青）分のビデ
オ出力回路を、Ｒチャネルのみを詳細図にして示してい
る。第７図においては、１チヤンネルのビデオ出力回路
を２組の差動増幅回路（例えば、Ｒチャンネルではトラ
ンジスタ３と４，３０５と４０９の２組から成る回路）
を用いて構成することにより、以下に挙げるような効果
を得ている。

１、差動増幅回路を構成するトランジスタ（上記の３と
４，３０５と４０９）に低電力広帯域の素子が使用でき
るため、ビデオ出力回路の広帯域化及び低価格化が可能
となる。

２、第７図では２組であるが、１チヤンネルにつき複数
組の差動回路の出力を並列に使用することにより、ビデ
オ出力回路を大出力化できる。

３．１チヤンネルに用いる複数組の差動回路のそれぞれ
のピーキング局波数（周波数特性）を適当に設定するこ
とにより、ビデオ出力回路の総合周波数帯域をさらに拡
大できる。或は、ビデオ出力回路で多種の周波数特性が
実現できる。

また、第７図の作動増幅回路には、従来例における問題
点発生の要因となったピーキングコンデンサ４０６．４
１２等が図示されているが、これらのピーキングはスミ
アやストリーキング等（トランジスタの小形化による熱
容量減少で顕著に現れる場合がある）の低域周波数特性
の補正用に極めて弱いレベルで施されており１問題とは
ならない。弱いレベルであれば、従来のピーキングが併
用できることは、言いまでもない。

次に、本発明のピーキングをさらに強力化できる実施例
を第８図に示す。第８図においては、以下に挙げる要因
により、ピーキングを強化できる。

１、ベース接地トランジスタ５１４にＰＮＰ形を用いて
プッシュプル出力形式（トランジスタ３と５１４により
構成）となるため、上記のトランジスタの遮断が回避で
き、バイアス電流増加による電力条件が許す限り、ピー
キング用信号電流をさらに大きくできる。

２、ベース接地トランジスタ５１４を反転信号電流用に
のみ用いているため、非反転信号電流（トランジスタ３
を流れる）による干渉がなくなり、最大限にピーキング
を増強できる。

（ベース接地トランジスタ共用時は、非反転信号電流の
影響で、ベース接地トランジスタの入力抵抗が実効的に
高くなる。）但し、第８図のトランジスタ３のコレクタと５１４のコ
レクタとの間には、ＮＰＮ形トランジスタのベース接地
回路を挿入してカスケード接続とすることも可能である
ことは言及するまでもない。

続いて、上記のクランプレベルの不安定性を除去した一
実施例を第１１図に示す。第１１図においては、信号の
ピーク時にのみクランプ動作を行なうためのクランプス
イッチの働きを、クランプトランジスタ７のエミッタと
クランプコンデンサ８の間に接続されたダイオード７０
７が行なっている。

そのため、クランプトランジスタ７のベースを常にクラ
ンプ用可変電圧源（コンデンサ７８と可変抵抗７９によ
り構成されている）に接続することが可能となる。従っ
て、クランプトランジスタ７のベースラインを低インピ
ーダンス化することができるため、上記のクランプレベ
ルの不安定性は除去される。

次に、信号ラインに寄生する容量を削減することにより
、広帯域ビデオ回路に好適となったクランプ回路の一実
施例を第１２図に示す２第１１図に示した回路において
は、クランプコンデンサ８を介して設けられた信号ライ
ンに寄生容量として、ドブスイッチ用ダイオード７０７
の接合容量及び端子間容量が作用する。信号ラインへの
上記の寄生容量は、ビデオ回路の周波数帯域の制約条件
として直接作用し、結果的に回路の消費電力を増大させ
る。第１２図においては、上記の寄生容量を削減するた
め、信号ラインとクランプ回路の間に分離用インピーダ
ンス回路７０９と７１１を挿入する。これら分離用イン
ピーダンス回路７０９．７１１に抵抗７１０゜７１２を
用いた場合、それらの抵抗値は、直列接続となる上記の
それぞれの寄生容量の信号周波数の高域におけるインピ
ーダンスに対して充分に高くすると共に、それぞれクラ
ンプトランジスタ７を飽和させない程度とクランプレベ
ルに変動を来たさない程度に低くする。また、分離用イ
ンピーダンス回路７０９と７１１は、上記のインピーダ
ンス条件を満足する範囲であれば、コイル等の一般受動
回路を含む構成を用いて、伝送回路の一部としての多種
の応用に用いることも可能である。さらに、上記寄生容
量の削減の為、第１図のトランジスタタに接続する事も
可能である。

最後に、上記のブランキングＯＦＦ時の遅延時間を削減
したブランキング回路の一実施例を第１３図に示す。第
１３図において、ブランキングパルス信号源６１から入
力されたブランキングパルスは、トランジスタ６０２と
６０４．６１１により増幅及び波形処理された後に、ブ
ランキング用トランジスタ６等を含む各チャンネル（Ｒ
，Ｇ、Ｂ）のビデオ出力回路６８と６１５．．６１３に
入力される。第１３図に示す回路を用いて、上記のブラ
ンキングＯＦＦ時の遅延時間を削減する具体的方法を以
下に挙げる。なお、本発明において端子６２は、トラン
ジスタ６が飽和しない電圧範囲に保たれれば、電圧源に
接続せず、出力端子等として使える。

１、抵抗６３を用いる。（但し５抵抗６１６．６１７は
ＯΩ）抵抗６３は、ブランキング時に遮断されるトラン
ジスタ５に、ブランキングＯＦＦ時に流れる電流の最低
値を制限する。この条件を満足すれば、抵抗６３は一般
のインピーダンス回路と置換できる。この電流の最低値
を、トランジスタ５のブランキングＯＦＦ時の状態への
回復時間が増大しない大きさまで確保することにより、
上記のブランキングＯＦＦ時の遅延時間を削減できる。

２、抵抗６３のかわりに、定電流回路等の電流経路とな
る回路を、トランジスタ５のエミッタに接続する。（但
し、抵抗６１６．６１７はＯΩ）上記１．と同様の原理
により、上記のブランキングＯＦＦ時の遅延時間を削減
できる。但し、上記の制限電流の温度ドリフトを除去で
きる等の各種応用が可能となる。

３、抵抗６１７を用いる。（但し、抵抗６３．６１６は
０Ω）ブランキング時にブランキング用トランジスタ６
のエミッタ電位はある一定値に設定可能であり、トラン
ジスタ５のエミッタ電位もある一定値に固定されている
。従って、抵抗６１６の抵抗値を適当に設定することに
より、ブラング時にトランジスタ５に流れる電流を設定
することができる。ブランキング時の上記電流設定が可
能であれば、抵抗６１６は一般のインピーダンス回路に
置換できる。この電流値を、トランジスタ５のブランキ
ングＯＦＦ時の状態への回復時間が増加しない大きさま
で確保することにより、上記のブランキングＯＦＦ時の
遅延時間を削減できる。また、トランジスタ３のコレク
タ損失を低減して、３に小型広帯域素子を用いることが
できる。

４、抵抗６１６を用いる。（但し、抵抗６３．６１７は
０Ω）上記３．と同様の原理により、上記ブランキング
ＯＦＦ時の遅延時間を削減できる。

但し、抵抗６１７を用いた場合にトランジスタ３のコレ
クタに発生する信号電圧の影響によるミラー効果の除去
して１回路を広帯域化できる。また、上記４．と同様に
して抵抗６１６を一般のインピーダンス回路に置換でき
る。

５、上記１．〜４．のうちの複数の方法の組合せ。

ここで、第１３図に示すブランキングパルスの増幅及び
波形処理の過程を説明する。トランジスタ６０２と６０
４から成る差動回路は、入力ブランキングパルスが０．
２Ｖｐｐ以上の振幅であれば増幅し、なおかつ上記トラ
ンジスタの飽和を回避できるため、極めて高速なスイッ
チング回路となる。抵抗６１０は、増幅されたブランキ
ングパルスの上限電位を制限して、ブランキング時にト
ランジスタ５のベース・エミッタ間接合に加わる逆方向
電圧を耐圧以内に抑える作用を有する。トランジスタ６
１１は、上記の電圧増幅及び波形処理されたブランキン
グパルスを各チャンネルに分配する際のインピーダンス
変換を行なう。その際、ブランキングパルスの立上り直
後にトランジスタ６１１のベースからは逆方向ベース電
流が流出して、上記のブランキングパルスの上限電位を
上昇させる場合がある。上記の逆方向ベース電流を吸収
するため、コンデンサ６０９は付加されている。

以上に述べたクランプ回路を除く全実施例は、いずれも
、電源と能動素子の極性は反転できることは言うまでも
ない。クランプ回路の実施例についても、ＣＲＴのカソ
ードやグリッドに接続される以外の場合であれば、上記
の極性反転が可能である。また、本発明の実施例におけ
る全トランジスタは、ＦＥＴや化合物半導体、電子管等
の一般能動素子と置換えられることは言までもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明を用いることにより、以下に
挙げるような効果が得られる。

１、ピーキング回路の振幅及び周波数帯域に関す限界条
件を、従来回路の約２倍に或はそれ以上に拡大すること
ができ、増幅回路の大出力広帯域化が可能となる。

２、クランプレベルが静電誘導や漏れ電流によっても変
動しない安定したピーク・クランプ回路が得られる。

３、高速な、特にブランキングＯＦＦ時の遅延時間の極
めて短い（例えば約３５０ｎｓｅｃ　）ブランキング回
路が得られるので、超高精細デイスプレィ等のブランキ
ング期間の短い（例えば約４＃５ｅｃ）信号を扱うシス
テムを実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図から第４図
は従来例を示す回路図とその説明図、第５図から第８図
は本発明の他の実施例を示す回路図、第９図と第１０図
は従来例を示す回路図、第１１図及び第１２図は本発明
の実施例を示す回路図、第１３図は本発明の実施例を示
す回路図である。１・・・入力信号源２・・・差動出力を有する増幅回路５．５１４・・・ベース接地トランジスタ９・・・ＣＲ
Ｔ３０、４０．７０９．７１１・・インピーダンス回路昆？閏第不ε釆イ列第３図勇５１イガ〔米イヲリ／）ｉｃ　　ａ月１図実施」ダ１］鳥４図？　ＬｉイタリＸ−）５図第２　ｌこＡ乍Ｌイタ・１第図」ち　２５−１５方なＬイタ’Ｊ第ｑ図第３イ乏】（イ列第図Ａ５４．　尖　万々しイタリ蔓１０図貴も　４Ｌ大イヲ・」第１７図発６　犬方や、イヲ’Ｊ

Claims

【特許請求の範囲】１、入力端子に第１の信号源を接続した第１の反転増幅
回路の出力端子に、第１のベース（ゲート）接地回路の
出力端子を接続し、第１のベース（ゲート）接地回路の
入力端子に、第１のインピーダンス回路を介して、第１
の信号源を反転した位相関係にある第２の信号源を接続
したことを特徴とする信号増幅回路。２、入力端子に第２の信号源を接続した第２の反転増幅
回路の出力端子に、第２のベース（ゲート）接地回路の
出力端子を接続し、第２のベース（ゲート）接地回路の
入力端子に、第２のインピーダンス回路を介して、第２
の信号源を入力端子に接続した第３の反転増幅回路の出
力端子を接続したことを特徴とする信号増幅回路。３、第１の信号増幅回路の出力端子に第１のコンデンサ
の一端子と第１のトランジスタ（ＦＥＴ）のコレクタ（
ドレイン）との両方を接続し、第２の出力端子に第１の
コンデンサの上記の一端子以外の端子と第１の２端子非
線形素子の一端との両方を接続し、第１の２端子非線形
素子の上記の一端子以外の端子と第１のトランジスタ（
ＦＥＴ）のエミッタ（ソース）とを接続し、第１のトラ
ンジスタ（ＦＥＴ）のベース（ゲート）を第１の電圧源
に接続したことを特徴とするピーク・クランプ回路。４、第３のベース（ゲート）接地回路の入力端子に第２
のトランジスタ（ＦＥＴ）のエミッタ（ソース）を接続
し、第２のトランジスタ（ＦＥＴ）のベース（ゲート）
にブランキングパルス信号源を接続し、上記第３のベー
ス（ゲート）接地回路の入力端子に第１の電流経路を接
続したことを特徴とするブランキング回路。５、第４のベース（ゲート）接地回路の入力端子に第３
のインピーダンス回路を介して、第３のトランジスタ（
ＦＥＴ）のエミッタ（ソース）を接続し、第３のトラン
ジスタ（ＦＥＴ）のベース（ゲート）にブランキングパ
ルス信号源を接続したことを特徴とするブランキング回
路。６、第５のベース（ゲート）接地回路の入力端子に第４
のインピーダンス回路を介して第２の信号源を接続する
と共に、第４のトランジスタ（ＦＥＴ）のエミッタ（ソ
ース）を接続し、第４のトランジスタ（ＦＥＴ）のベー
ス（ゲート）にブランキング信号源を接続したことを特
徴とするブランキング回路。