JPH02278968A - 波形等化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、タップ係数を１！Ｊ整可能なトランスバー
サルフィルタを用いて、入力信号の波形歪み成分を除去
する波形等化装置に関する。

（従来の技術） テレビジョン受像機においては、一般に、受信映像信号
に含まれる波形歪み成分を除去するための波形等化装置
が設けられている。そして、この波形等化装置としては
、通常、タップ係数を調整可能なトランスバーサルフィ
ルタ（以下、ＴＦと記す）を用いたものが用いられてい
る。この場合、ＴＦのタップ係数は、受信映像信号の波
形等化出力に残存する波形歪み成分の検出出力に基づい
て算出される。

なお、波形歪み成分を検出する方法としては、従来、垂
直帰線期間に含まれるステップ状の波形を用いて検出す
る方法が用いられていた。これに対し、近年、送信側で
波形歪み成分検出専用の信号を、積極的に映像信号に挿
入して伝送し、受信側でこの信号を用いて検出する方法
が開発されている。以下、この信号をトレーニング信号
と呼ぶ。

以上述べたように、テレビジョン受像機においては、ト
ランスバーサルフィルタを用いた波形等化装置が用いら
れている。そして、この波形等化装置においては、近年
のデジタル処理技術の向上に伴い、波形等化処理のデジ
タル処理化が進められている。これにより、安定かつ迅
速な波形等化処理を行なうことができるようになってっ
てきた。

第３図にデジタル処理により波形等化処理を行なう従来
の波形等化装置の構成を示す。

この第３図において、入力端子１１に供給された受信映
像信号は、アナログ／デジタル変換回路（以下、Ａ／Ｄ
変換回路と記す）１２により例えば８ビツトのデジタル
信号に変換される。この変換出力は時間調整用の遅延回
路１３に供給されるとともに、タップ係数を調整可能な
ＴＦ１４に供給される。このＴＦ１４は受信映像信号を
用いてこの受信映像信号に含まれる波形歪み成分とは逆
極性の擬似波形歪み成分を生成する。この擬似波形歪み
成分は加算回路１５に供給され、遅延回路１３によって
遅延された受信映像信号と加算される。これにより、受
信映像信号に含まれる波形歪み成分が擬似波形歪み成分
により打ち消され、波形歪み成分の除去がなされる。こ
の波形等化出力はデジタル／アナログ変換回路（以下、
Ｄ／Ａ変換回路と記す）１６によりアナログ信号に戻さ
れた後、出力端子１７に供給される。

なお、ＴＦ１４はＡ／Ｄ変換回路１２から出力される８
ビツトのデジタル信号のうち、上位６ビツトのデータを
使って６ビツトの擬似波形歪み成分を作るようになって
いる。

つぎに、第４図を参照しなからＴＦ１４のタップ係数の
制御を説明する。

加算回路１５から出力される波形等化出力はＤ／Ａ変換
回路１６に供給されるとともに、波形メモリ１８に供給
される。この波形メモリ１８にはトレーニング信号が取
り込まれる。今、波形等化出力に波形歪み成分が残留し
ているとすると、波形メモリ１８には、第４図（ａ）に
示すように、トレーニング信号とその波形歪み成分Ｘが
取り込まれる。

制御回路１９は波形メモリ１８に取り込まれたトレーニ
ング信号の波形とトレーニング信号の本来の波形を比較
し、両者の誤差成分、すなわち、波形等化出力に残留す
る波形歪み成分を検出する。

そして、この誤差成分に従づて、ＴＦ１４のタップ係数
を算出し、この算出結果をＴＦ１４に転送する。これに
より、ＴＦ１４からは、第４図（ｂ）に示すように、波
形等化出力に残留する波形歪み成分と同じ位相位置を有
し、かつ、この波形歪み成分とは逆極性の擬似波形歪み
成分Ｘが得られる。

したがって、この擬似波形歪み成分を受信映像信号に加
算することにより、波形歪み成分が打ち消され、波形等
化がなされた映像信号が得られる。

なお、制御回路１９は例えばマイクロコンピュータを有
し、そのプログラムがＲＯＭ２０に格納されている。ま
た、ＲＡＭ２１にはタップ係数が格納されている。

第５図はＴＦ１４の構成の一例を示す回路図である。

図に示す如＜、ＴＦ１４は複数の掛算回路１４１と複数
の遅延回路１４２と複数の加算回路１４３から成る。

ここで、掛算回路１４１は各タップごとに設けられてい
る。また、各掛算回路１４１の人力ビット数は１２であ
り、そのうち、６ビツトは受信映像信号の入力ビットと
して使われ、残りの６ビツトはタップ係数の入力ビット
として使われている。

また、出力ビツト数は本来なら１２ビツト必要となるが
、下位６ビツトを切り捨てた上位６ビツトに制限されて
いる。これは、出力ビツト数を１２にすると、ハードウ
ェアが大きくなりすぎるからである。

以上、従来の波形等化装置の構成を説明したが、この波
形等化装置の場合、ＴＦ　１４の掛算回路１４１の出力
ビットが上位６ビツトに制限されているため、擬似波形
歪み成分の精度が低いという問題があった。

この問題を解決するために、従来、第６図に示すように
、ＴＦ１４の出力段にアッテネータ２２を設けた波形等
化装置が開発されている。

この装置の動作を説明すると、ＴＦ１４から出力される
擬似波形歪み成分はアッテネータ２２により１／Ｎ　（
Ｎは正の数）倍される。これにより、制御回路１９から
出力されるタップ係数がＮ倍される。その結果、ＴＦ１
４から出力される擬似波形歪み成分のレベルもＮ倍にさ
れる。これにより、擬似波形歪み成分の精度は、アッテ
ネータ２２を設けない場合のＮ倍となる。そして、この
Ｎ倍とされた擬似波形歪み成分が、アッテネータ２２に
より１／Ｎ倍された後、受信映像信号に加算される。

このような構成によれば、ＴＦ１４から出力される擬似
波形歪み成分のレベルは、アッテネータ２２を設けない
場合のＮ倍となるので、ＴＦ１４の出力段でデータ切捨
てを行なっても、擬似波形歪み成分の精度を高めること
ができる。

但し、このような構成の場合、加算回路１４３のオーバ
ーフローを考慮する必要がある。

すなわち、上記構成においては、ＴＦ１４から出力され
る擬似波形歪み成分のレベルが、アッテネータ２２を設
けない場合のＮ倍となるため、受信映像信号のレベルに
よっては、掛算回路１４１がオーバーフローを起こして
しまう可能性がある。

この問題に対処するため、第６図では、制御回路１９に
より掛算回路１４１がオーバーフローを起こすか否かを
予測し、オーバーフローを起こすと予ｉ’ｌｌ　した場
合には、制御回路１９からオーバーフロー予測信号ＯＦ
を出力し、アッテネータの利得を増加させるようになっ
ている。ナなわち、Ｎを小さくするようになっている。

このような構成によれば、アッテネータ２２の利得が増
加すると（Ｎが小さくなると）、タップ係数は逆に小さ
くなるので、掛算回路１４１のオーバーフローの発生を
防止することができる。

しかしながら、この第６図の波形等化装置の場合、アッ
テネータ２２の利得が増加させられてからタップ係数が
この増加後の利得に見合った値に更新されるまでの間、
大きなタップ係数に基づいて波形等化が行われるため、
この間、波形歪みの多い見ずらい画面が表示されるとい
う問題があった。なぜなら、波形等化装置では、タップ
係数の制限の安定化化と受信雑音の影響を軽減するため
、出力に残留する波形歪み成分を１度に補正するような
タップ係数の更新は行なわず、徐々に補正する方法がと
られているからである。

（発明が解決しようとする課題） 以上述べたようにＴＦを用いた従来の波形等化装置にお
いては、掛算回路の出力ビツト数の制限に起因する擬似
波形歪み成分の精度の低下に対処するために、ＴＦの出
力段にアッテネータを設けることにより、擬似波形歪み
成分の精度を等測的に向上させるようになっている。ま
た、このアッテネータを設けたことに起因する加算回路
のオーバーフローに対処するために、加算回路がオーバ
ーフローを起こすか否かを予測し、オーバ一フローを起
こすような場合は、アッテネータの利得を増加させるこ
とにより、オーバーフローの発生を防止するようになっ
ている。

しかし、この従来の波形等化装置においては、アッテネ
ータの利得が増加させられてからタップ係数がこの増加
後の利得に見合った値に更新されるまでの間、大きなタ
ップ係数に基づいて波形等化処理が行われるため、波形
歪みの多い画面が表示されるという問題があった。

そこで、この発明は、アッテネータの利得が増加させら
れてからタップ係数がこの増加後の利得に見合った値に
更新されるまでの間、波形歪みの少ない画面を表示する
ことができる波形等化装置を提供することを目的とする
。

〔発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明は、擬似波形歪み成
分の減衰手段の他に、タップ係数の減衰手段を設け、Ｔ
Ｆから出力される擬似波形歪み成分のレベルが〕Ｆのダ
イナミックレンジを越えるか否かの子？ＪＰｊ結果に基
づいて、擬似波形歪み成分のレベルがＴＦのダイナミッ
クレンジを越えないように、２つの減衰手段の利得を互
いに異なる方向にほぼ同時に制御するようにしたもので
ある。

（作用） 上記構成によれば、擬似波形歪み成分の減衰手段の利得
が切り換えられてからタップ係数がこの切換え後の利得
に見合った値に更新されるまでの間、このタップ係数は
その減衰手段によって上記切換え後の利得に見合った値
に強制的に切り換えられるので、波形歪みの少ない画面
を表示することができる。

（実施例） 以下、図面を参照しながらこの発明の実施例を詳細に説
明する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図である
。

なお、第１図において、先の第６図と同一部には同一符
号を付して詳細な説明を省略する。

第１図において、先の第６図と異なる点は、ＴＦ１４の
出力端子と加算回路１５の擬似波形歪み成分の入力端子
との間に、アッテネータ３１とスイッチ３２が設けられ
ている点と、制御回路１９のタップ係数の出力端子とＴ
Ｆ１４のタップ係数の入力端子との間にアッテネータ３
３とスイッチ３４が設けられている点にある。

すなわち、ＴＦ１４の出力端子は、アッテネータ３１を
介してスイッチ３２の一方の端子ａに接続されるともに
、直接スイッチ３２の他方の端子すに接続されている。

このスイッチ３２の可動接点Ｃは、加算回路１５の擬似
波形歪み成分の入力端子に接続されている。

また、制御回路１９のタップ係数の出力端子は直接スイ
ッチ３４の一方の端子ａに接続れるとともに、アッテネ
ータ３３を介してスイッチ３４の他方の端子すに接続さ
れている。このスイッチ３４の可動接点Ｃは、ＴＦ１４
のタップ係数の入力端子に接続されている。

スイッチ３２．３４の可動接点Ｃは、制御回路１９から
ＴＦ　１４の掛算回路１４１（第５図参照）がオーバー
フローを起こす可能性があることを示すオーバーフロー
予ＡｐＪ信号ＯＦが出力されていない状態では、端子ａ
に接続され、出力されている状態では、端子すに接続さ
れる。

なお、アッテネータ３１．３２の利得］、／Ｎは例えば
１／２に設定されている。

上記構成において動作を説明する。

今、波形等化動作が開始されてから充分な時間が経過し
ており、タップ係数がある値に収束しているとする（以
下、この状態を定常状態と記す）。

この定常状態において、制御回路１つからオーバーフロ
ー予測信号ＯＦが出力されなければ、スイッチ３２．３
４の可動接点Ｃは端子ａに接続される。これにより、Ｔ
Ｆ　１４から出力される擬似波形歪み成分は、アッテネ
ータ３１により１／２倍された後、スイッチ３２を介し
て加算回路１５に供給される。また、制御回路１９から
出力されるタップ係数はスイッチ３４を介してＴＦ　１
４に供給される。

このような状態においては、制御回路１つから出力され
るタップ係数の値は、擬似波形歪み成分をアッテネータ
３１に通さない場合の２倍となっている。これにより、
ＴＦ１４から出力される波形歪み成分のレベルも２倍と
なり、その精度が２倍となる。

一方、この定常状態において、制御回路１９からオーバ
ーフロー予測信号ＯＦが出力されると、スイッチ３２．
３４の可動接点Ｃが端子すに接続される。これにより、
ＴＦ１４から出力される擬似波形歪み成分はスイッチ３
２を介して加算回路１５に供給される。その結果、加算
回路１５に供給される擬似波形歪み成分のレベルは、オ
ーバーフロー予測信号ＯＦが出力されていないときの２
倍となる。また、制御回路１９から出力されるタップ係
数は、アッテネータ３３によって１／２倍された後、ス
イッチ３４を介してＴＦ　１４に供給される。したがっ
て、ＴＦ１４に供給されるタップ係数は、オーバーフロ
ー予測信号ＯＦが出力されていないときの１／２倍とな
る。これにより、ＴＦ１４から出力される擬似波形歪み
成分の精度は、オーバーフロー予測信号ＯＦが出力され
ていないときの１／２倍となる。

この後、制御回路１９は、レベルが２倍とされた擬似波
形歪み成分により波形等化されたトレーニング信号の波
形に基づいて、タップ係数を更新する。そして、このタ
ップ係数がオーバーフロー予測信号ＯＦが出力される直
前の求められたタップ係数の約１／２倍になると、制御
回路１９はオーバーフロー予測信号ＯＦの出力を停止す
る。これにより、スイッチ３２．３４の可動接点Ｃが端
子ａに接続され、元の状態に戻る。

以下、制御回路１９からオーバーフロー予測信号ＯＦが
出力されるたびに同じ動作が繰り返され、ＴＦ１４の加
算回路１４３のオーバーフローの発生が防止される。

この場合、オーバーフロー予測信号ＯＦが出力されてか
ら、その出力が停止されるまでの間は、制御回路１９に
よって求められたタップ係数がアッテネータ３３により
１７２倍にされてＴＦ　１４に供給される。したがって
、オーバーフロー予測信号ＯＦが出力されてから、タッ
プ係数がオーバーフロー予測信号ＯＦが出力される直前
に求められた値の約１／２に更新されるまでの間に、波
形歪みの多い画面が表示されることはない。

なお、制御回路１９によって求められたタップ係数ＤＫ
とオーバーフロー予ＩＩ信号ＯＦが出力されているとき
にＴＦ１４に供給されるタップ係数ＧＫとの関係を式で
示すとつぎのようになる。

ＤＫ：２ＸＣに 但し、Ｋ：タップ数 ここで、上式の左辺と右辺とが完全なイコールではなく
、はぼ等しいとなっているのは、波形等化装置がタップ
係数を逐次更新しているためと、また、その際にデジタ
ルデータの量子化誤差が生じるためである。

加算回路１４３がオーバーフローを起こすか否かの予測
はつぎのようにしてなされる。。

すなわち、ＴＦ　１４の加算回路１４３がオーバーフロ
ーを起こすときは、制御回路１９によって求められたタ
ップ係数ＤＫのうち、波形歪み成分の位相に対応するタ
ップ係数ＤＫが過大となる。

したがって、加算回路１４３がオーバーフローを起こす
か否かはこのタップ係数ＤＫの大きさを監視することに
より予測することができる。

この実施例では、各タップ係数ＤＫの絶対値りに１の総
和Ｓ監視することにより、掛算回路１４１がオーバーフ
ローを起こすか否かを予測するようになっている。

すなわち、制御回路１９はタップ係数を更新するたびに
上記総和Ｓを求め、これが予め定めたしきい値より大き
いか否かを判定し、大きければオーバーフロー予測信号
ＯＦを出力する。

一方、このオーバーフロー予測信号ＯＦの出力を停止す
る場合は、タップ係数を更新するたびに、総和Ｓを求め
てこれを２倍し、この２８が予め定めたしきい値より小
さいか否かを判定し、小さい場合は、オーバーフロー予
δＦＪ信号ＯＦの出力を停止するようになっている。

ここで、オーバーフロー予測信号ＯＦの出力を停止する
場合に、総和Ｓを２倍にするのは、オーバーフロー予測
信号ＯＦが出力されている場合は、タップ係数ＤＫがオ
ーバーフロー予測信号ＯＦが出力されていない場合の１
７２倍となっているからである。

なお、総和Ｓは次式で示される。

Ｓ−ΣＩＤに１＋ΣＩＣｘ ところで、この実施例では、オーバーフロー予測信号Ｏ
Ｆを出力する場合のしきい値とオーバーフロー予測信号
の出力を停止する場合のしきい値とを異なるレベルに設
定されている。

また、オーバーフロー予測信号ＯＦを出力する場合のし
きい値はかなり大きな値に設定れている。

これを式で表わすと、次のようになる。

ＴＨＩ＞ＴＩ２ 但し、 ＴＨＩニオ−バーフロー予測信号ＯＦを出力する場合の
しきい値 ＴＩ２　ニオ−バーフロー予測信号ＯＦの出力を停止す
る場合のしきい値 このようにオーバーフロー予測信号ＯＦの発生と停止を
異なるしきい値ＴＨＩ、ＴＨ２で判定するようにしたこ
とにより、オーバーフロー予測信号ＯＦを出力した後、
その発生と停止が頻繁に繰り返されてしまうことを防止
することができる。

また、オーバーフロー予Ａｐｌ信号ＯＦの発生を判定す
るためのしきい値ＴＨ１をかなり大きくしたことにより
、精度の高い擬似波形歪み成分が得られる期間、つまり
、スイッチ３２．３４の可動接点Ｃが端子ａに接続され
ている期間をできるだけ長くすることができる。これは
、しきい値ＴＨＩを大きくすることにより、タップ係数
ＤＫが大きくなっても、総和Ｓがしきい値ＴＨＩを越え
難くなるからである。つまり、予測感度が低くなるから
である。

以上述べたようにこの実施例は、■オーバーフロー予測
信号ＯＦが出力されていない状態においては、ＴＩ”１
４から出力される擬似波形歪み信号をアッテネータ３１
で１／２倍にして加算回路１５に供給するとともに、制
御回路１つで求められたタップ係数ＤＫをそのままＴＦ
１４に供給し、■オーバーフロー予測信号ＯＦが出力さ
れている状、聾においては、ＴＦ１４から出力される擬
似波形歪み成分をそのまま加算回路１５に供給するとと
もに、制御回路１９で求められたタップ係数ＤＫの値を
アッテネ〜り３３で１／２倍にしてＴＦ１４に供給する
ようにしたものである。

このような構成によれば、オーバーフロー予測信号ＯＦ
が出力されてからタップ係数ＤＫが擬似波形歪み成分の
利得に見合った値に更新されるまでの間に、タップ係数
ＤＫが強制的に１７２倍されるので、波形歪みの多い画
面が表示されることを防止することができる。

また、この実施例は、ＴＨＩ＞Ｔｌ（２とすることによ
り、オーバーフロー予１Ｎ−１信号ＯＦを出力する場合
の予測感度とその出力を停止する場合の予１１ｐ１感度
とにオフセットを持たせたので、オーバーフロ予測信号
の発生と停止が頻繁に繰返されてしまうことを防止する
ことができる。

また、この実施例は、ＴＨＩをかなり大きくすることに
より、オーバーフロー予測信号ＯＦを出力するための予
測感度を低くしたので、精度の高い擬似波形歪み信号が
得られる期間をできるだけ長くすることができる。

第２図はこの発明の他の実施例の構成を示す回路図であ
る。

先の実施例では、擬似波形歪み信号用のアッテネータ３
１とタップ係数ＤＫ用のアッテネータ３３をそれぞれ１
つずつ設け、擬似波形歪み成分の精度を２段階で切り換
える場合を説明した。

このような構成によれば、先の実施例のように、Ｎ−２
とすることにより、擬似波形歪み成分の精度ををアッテ
ネータ３１．３２を設けない場合の２倍にすることがで
きる。また、Ｎを２より大きくすることにより、擬似波
形歪み成分の精度をさらに高めることができる。

しかし、このように利得を２段階で切り換える構成では
、Ｎを大きくすることにより、擬似波形歪み成分の精度
を高めることができるものの、逆に、加算回路１４３が
オーバーフローを起こし易くなる。これにより、結果的
に、アッテネータを設けない状態と等価な状態が長く続
いてしまい、擬似波形歪み成分の精度を高めることがで
きない。

そこで、第２図の実施例では、互いに利得が異なる複数
のアッテネータを設けることにより、擬似波形歪み成分
の精度の向上という要求と、高精度な擬似波形歪み信号
が得られる期間を長くしたいという要求の２つの要求を
同時に満足させるようにしたものである。

すなわち、第２図において、４１１，４１２゜・・・、
４１ｍ（ｍは３以上の正の整数）は擬似波形歪み成分を
減衰するアッテネータであり、４２はこれらのアッテネ
ータ４１１，４１２．・・・４１ｍの出力を択一的に選
択して加算回路１５に供給するスイッチである。同様に
、４３１゜４３１、・・・、４３ｍはタップ係数ＤＫを
減衰するアッテネータであり、４４はこれらアッテネー
タ４３１．４３２．・・・、４３ｍの出力を択一的に選
択してＴＦ１４に供給するスイッチである。

アッテネータ４１１，４１２．・・・、４１ｍあるいは
４３１，４３２．・・・、４３ｍの利得はそれぞれ１／
Ｎｌ、１／Ｎ２．　・＝、１／Ｎｍに設定されている。

ここで、Ｎｌ、Ｎ２．・・・、Ｎｍの大小関係は、 Ｎ　１　＞　Ｎ　２　＞−＞　Ｎ　ｍ に設定されている。

オーバーフロー予測信号ＯＦの発生と停止は、先の実施
例のように、２つのしきい値ＴＨ１゜ＴＨ２を用いて行
われる。この場合、アッテネータ４１１（あるいは４３
ｍ）と４１２（あるいは４３（ｍ−１）の切換え、４１
２（あるいは４３（ｍ−１））と４１３（あるいは４３
（ｍ−２））の切換え、・・・に用いられるしきいｆｆ
１ＴＨ１，ＴＨ２は異なる。これらを順に（ＴＨＩＩ、
ＴＨ２１）、（ＴＨｌ２゜ＴＨ２２）、・・・とすると
、その大小関係はつぎのようになっている。

ＴＨｌ　１〉ＴＨ２１＞ＴＨｌ２＞ＴＨ２２＞・＞ＴＨ
ｌｍ＞ＴＨ２ｍまた、制御回路１９は、アッテネータ４
１１（あるいは４３ｍ）から４１２（あるいは４３（ｍ
−１）への切換える場合、４１２（あるいは４３（ｍ−
１））から４１３（あるいは４３（ｍ−２））へ切換え
る場合、・・・のそれぞれでオーバーフロー予測信号Ｏ
Ｆのレベルを切換える。これはアッテネータの切換え対
象を識別するためである。以下、各オーバーフロー予測
信号ＯＦを、０Ｆ１（アッテネータ４１１（４３ｍ）。

４１２　（４３（ｍ−１））の切換え）、０Ｆ２（アッ
テネータ４１２　（４３（ｍ−１））４１３　（４３（
ｍ−２））の切換え）、・・・と記す。

上記構成において動作を説明する。

スイッチ４２は始めは利得の最も小さいアッテネータ４
１１を選択する。一方、スイッチ４２は、利得の最も大
きいアッテネータ４３ｍを選択する。

この状態において、総和Ｓがしきい値ＴＨＩＩより大き
くなると、オーバーフロー予測信号ＯＦＩが出力される
ため、アッテネータ４１２゜４３（ｍ−１）が選択され
る。

この状態において、（Ｎｌ／Ｎ２）ＳがＴＨ２１より小
さいと、オーバーフロー予測信号ＯＦＩの出力が停止さ
れる。これにより、アッテネータ４１１．４３ｍの選択
がなされる。逆に、（Ｎｌ／Ｎ２）ＳがＴＨ，２１より
大きいと、この（Ｎｌ／Ｎ２）Ｓがしきい値ＴＨ１２よ
り大きいか否かが判定される。小さい場合は、そのまま
オーバーフロー予測信号ＯＦＩが出力され、アッテネー
タ４１２．４３　（ｍ−１）の選択が継続される。逆に
、大きい場合は、オーバーフロー選択信号ＯＦ２が出力
され、アッテネータ４１３゜４３（ｍ−２）が選択され
る。

この状態において、（Ｎ２／Ｎ　３）ＳがＴＨ２２より
小さいと、オーバーフロー予測信号ＯＦはＯＦ２からＯ
ＦＩに切り換えられる。これにより、アッテネータ４１
２．４３　（ｍ−１）の選択がなされる。逆に、（Ｎ２
／Ｎ５）ＳがＴＨ２２Ｊ１．り大きいと、この（Ｎ２／
Ｎ５）Ｓがしきい値ＴＨ１３より大きいか否かが判定さ
れる。小さい場合は、そのままオーバーフロー予測信号
ＯＦ２が出力され、アッテネータ４１３゜４３（ｍ−２
）の選択が継続される。逆に、大きい場合は、オーバー
フロー選択信号ＯＦがＯＦ２からＯＦ３に切り換えられ
１、アッテネータ４１４．４３　（ｍ−３）が選択され
る。

以下、同様にして、アッテネータの切換えがなされる。

このように利得を３段階以上で切り換える構成によれば
、利得の大きなアッテネータから小さなアッテネータま
で複数のアッテネータをそろえることができるため、擬
似波形歪み成分の利得をきめ細かく制御することができ
、擬似波形歪み成分の利得の向上および精度の高い擬似
波形歪み成分が得られる期間の長期化のいずれの要求も
同時に満足させることができる。

以上、この発明の２つの実施例を詳細に説明したが、こ
の発明はこのような実施例に限定されるものでない。

例えば、先の実施例では、アッテネータとスイッチを使
って擬似波形歪み成分の利得１／Ｎを制御する場合を説
明した。しかし、擬似波形歪み成分がデジタル信号であ
る場合、ハードウェアの削減の都合上、Ｎを２のべき乗
とすることが多い。

このような場合には、アッテネータとスイッチの代りに
、シフトレジスタのようなデータシフトメモリを用いて
利得を制御することができる。すなわち、擬似波形歪み
成分の利得を現在の１／Ｎ倍にするには、データを２の
べき数分だけ下位方向にシフトし、Ｎ倍にするには、逆
に、２のべき数分だけ上位方向にシフトするわけである
。この場合、データのシフトは、例えば、オーバーフロ
ー予測信号ＯＦの波形を適宜設定し、この信号ＯＦを“
０”データして擬似波形歪み成分の上位ビットあるいは
下位ビットに付加することにより行なうことができる。

なお、このようなデータシフトメモリを使った利得の制
御は、タップ係数の利得の制御についても同様に適用す
ることができる。

また、このタップ係数の利得の制御に関しては、この他
にも、例えば、制御回路１９のソフトウェアによって制
御するようにしてもよい。すなわち、擬似波形歪み成分
の利得を現在のＮ倍にするには、求めたタップ係数をソ
フトウェアにより１／Ｎ倍にして出力するわけである。

また、先の実施例では、タップ係数の絶対値の総和を監
視することにより、オーバーフローが生じるか否かを予
測する場合を説明したが、単にタップ係数の総和あるい
は最も大きいタップ係数の絶対値あるいは最も大きいタ
ップ係数を監視するようにしてもよい。また、タップ係
数以外の情報を監視するようにしてもよい。

また、先の実施例では、オーバーフローが生じるか否か
を予ｉｉｌするのに、２つのしきい値Ｔｌ（１（ＴＨＩ
Ｉ、ＴＥ０１．・・・）、ＴＨ２（ＴＥ２１゜ＴＥ２２
．・・・）を用いる場合を説明したが、１つのしきい値
を用いるようにしてもよい。

また、先の実施例では、加算回路のオーバーフローを例
に説明したが、この発明は、このオーバーフローだけで
なく、擬似波形歪み成分のレベルがＴＦのダイナミック
レンジを越えるか否かを予ΔＰ１する場合一般に適用す
ることができる。

この他にも、この発明はその要旨を逸脱しない範囲で種
々様々変形実施可能なことは勿論である。

［発明の効果］ 以上述べたようにこの発明によれば、擬似波形歪み成分
の利得を切り換える場合、タップ係数の利得もいっしょ
に切り換えるようにしたので、擬似波形歪み成分の利得
が切り換えられてからタップ係数がこの切換え後の利得
に見合った更新されるまでの間に、波形歪みの多い画面
が表示されることを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は同じく他の実施例の構成を示す回路図、第３図は従
来の波形等化装置の一例の構成を示す回路図、第４図は
第３図の動作を説明するための信号波形図、第５図はＴ
Ｆの構成の一例を示す回路図、第６図は従来の波形等化
装置の他の例の構成を示す回路図である。 １１・・・入力端子、１２・・・Ａ／Ｄ変換回路、１３
・・・遅延回路、１４・・・ＴＦ、１５・・・加算回路
、１６・・・Ｄ／Ａ変換回路、１７・・・出力端子、１
８・・・波形メモリ、１９・・・制御回路、２０・・・
ＲＯＭ。 ２１・・・ＲＡＭ、１４１・・・掛算回路、１４２．・
・・遅延回路、１４３・・・加算回路、３１．３３゜］
　１゜ １２゜ １ｍ。 ３ｍ・・・アッテネータ、 ３２゜ ３４゜ ３２゜ ３・・・スイッチ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を使ってこの入力信号に含まれる波形歪
   み成分を除去するための擬似波形歪み成分を生成するも
   のであって、タップ係数を調整可能なトランスバーサル
   フィルタと、 このトランスバーサルフィルタによって生成された上記
   擬似波形歪み成分と上記入力信号とを合成することによ
   り、この入力信号に含まれる上記波形歪み成分を除去す
   る合成手段と、 この合成手段の合成出力に残存する上記波形歪み成分を
   検出する波形歪み成分検出手段と、この波形歪み成分検
   出手段の検出出力に基づいて、上記トランスバーサルフ
   ィルタのタップ係数を算出するするタップ係数算出手段
   と、 上記トランスバーサルフィルタによって生成された擬似
   波形歪み成分を減衰して上記合成手段に供給する擬似波
   形歪み成分減衰手段と、 上記係数算出手段によって算出された上記タップ係数を
   減衰して上記トランスバーサルフィルタに供給するタッ
   プ係数減衰手段と、 上記擬似波形歪み成分のレベルが上記トランスバーサル
   フィルタのダイナミックレンジを越えるか否かを予測す
   る予測手段と、 この予測手段の予測結果に基づいて、上記擬似波形歪み
   成分のレベルが上記ダイナミックレンジを越えないよう
   に、上記擬似波形歪み成分減衰手段と上記タップ係数減
   衰手段の利得を互いに逆方向に制御する利得制御手段と
   を を具備したことを特徴とする波形等化装置。
2. （２）上記予測手段は、 上記利得制御手段によって上記擬似波形歪み成分減衰手
   段の利得が高い方に切り換えられるときの予測感度が低
   い方に切り換えられるときの予測感度より低くなるよう
   にして、上記擬似波形歪み成分のレベルが上記ダイナミ
   ックレンジを越えるか否かを予測するように構成されて
   いることを特徴とする請求項１記載の波形等化装置。