JPH02278911A - 自動周波数制御方式 - Google Patents
自動周波数制御方式Info
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- JPH02278911A JPH02278911A JP1099096A JP9909689A JPH02278911A JP H02278911 A JPH02278911 A JP H02278911A JP 1099096 A JP1099096 A JP 1099096A JP 9909689 A JP9909689 A JP 9909689A JP H02278911 A JPH02278911 A JP H02278911A
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 4
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 229940028444 muse Drugs 0.000 description 1
- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical compound CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
庄１上互■里分立
本発明は、周波数変調（以下、ｒＦＭＪという）されて
伝送されるＭＵＳＥ方式、ＭＡＣ方式等の時分割多重（
以下、ｒＴｃＩＪという）方式のテレビジョン信号を受
信する受信機に用いられる自動周波数制ｇＪ（以下、ｒ
ＡＦＣＪという）方式に関するものである。
伝送されるＭＵＳＥ方式、ＭＡＣ方式等の時分割多重（
以下、ｒＴｃＩＪという）方式のテレビジョン信号を受
信する受信機に用いられる自動周波数制ｇＪ（以下、ｒ
ＡＦＣＪという）方式に関するものである。
皿米■侠歪
従来、映像情報、音声情報及び制御データを時間軸上で
分割多重したＴＣ１方式のテレビジョン信号を受信する
受信機では、そのテレビジョン信号に存在する周波数基
準信号期間ごとに周波数基準信号の信号レベルと基準レ
ベルとを比較して中間周波信号（以下、ｒｌＦ信号」と
いう）の周波数のズレ（偏移）を検出することで、ＩＦ
倍信号周波数の制御を行ない、それ以外の期間、即ち周
波数基準信号期間以外の期間には周波数基準信号期間で
の最後の検出状態を次の周波数基準信号期間まで保持す
るＡＦＣ方式、即ちキードＡＦＣ方式を用いていた。こ
れは、ＴＣＩ方式のテレビジョン信号が従来のカラー標
準テレビジョン方式（ＮＴＳＣ，ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭ）
に比較して低い周波数成分の情報を多く有するため、今
までの平均値型ＡＦＣ方式ではＴＣＴ方式のテレビジョ
ン信号の映像情報、音声情報の内容により、１Ｆ信号の
周波数のズレの目安となる低い周波数の周波数基準信号
の時間積分の信号レベルに偏りが生じ、この偏りをＩＦ
倍信号周波数のズレと誤認して誤った周波数制御を行な
う虞れがあるためである。そして、このような誤制御が
、ＦＭ伝送する際に伝送チャンネル−杯に伝送帯域幅を
とることカ多いＴＣ１方式のテレビジョン信号の場合、
その信号の一部が伝送チャンネルから外れて情報の一部
を失うことにつながり、そのことが映像、音声等へのノ
イズ発生につながっていたためである。
分割多重したＴＣ１方式のテレビジョン信号を受信する
受信機では、そのテレビジョン信号に存在する周波数基
準信号期間ごとに周波数基準信号の信号レベルと基準レ
ベルとを比較して中間周波信号（以下、ｒｌＦ信号」と
いう）の周波数のズレ（偏移）を検出することで、ＩＦ
倍信号周波数の制御を行ない、それ以外の期間、即ち周
波数基準信号期間以外の期間には周波数基準信号期間で
の最後の検出状態を次の周波数基準信号期間まで保持す
るＡＦＣ方式、即ちキードＡＦＣ方式を用いていた。こ
れは、ＴＣＩ方式のテレビジョン信号が従来のカラー標
準テレビジョン方式（ＮＴＳＣ，ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭ）
に比較して低い周波数成分の情報を多く有するため、今
までの平均値型ＡＦＣ方式ではＴＣＴ方式のテレビジョ
ン信号の映像情報、音声情報の内容により、１Ｆ信号の
周波数のズレの目安となる低い周波数の周波数基準信号
の時間積分の信号レベルに偏りが生じ、この偏りをＩＦ
倍信号周波数のズレと誤認して誤った周波数制御を行な
う虞れがあるためである。そして、このような誤制御が
、ＦＭ伝送する際に伝送チャンネル−杯に伝送帯域幅を
とることカ多いＴＣ１方式のテレビジョン信号の場合、
その信号の一部が伝送チャンネルから外れて情報の一部
を失うことにつながり、そのことが映像、音声等へのノ
イズ発生につながっていたためである。
第６図は斯るキーＦＡＦＣ方式の回路構成例を示し、（
１） （２）は第１１Ｆアンプ、（３）は可変帯域通過
フィルタ （ブリセレクター）、（４）は後述する電圧
制御発振器の出力と混合して第２のＩＦ倍信号周波数変
換するミキサー、（５）は帯域通過フィルタ（以下、ｒ
ＢＰＦＪという） 、 （６） （７）は第２１Ｆアン
プ、（８）はＦＭ復調器、（９）はＦＭ復調器（８）の
出力からＡＦＣに不要な高い周波数成分を除く（即ち、
周波数基準信号等の低い周波数成分を通過させる）低域
通過フィルタ（以下、ｒＬＦＰ、という’） 、 （１
０）はＬ Ｆ Ｐ （９）の出力と基準レベルとを比較
して第２のＩＦ倍信号周波数のズレを検知する差動増幅
器、 （１１）はキーパルスが入力された時に差動増幅
器（１０）の出力をサンプリングしそのサンプル値を次
のサンプリングまでホールドして出力するサンプルホー
ルド回路で、そのキーパルスは周波数基準信号期間ごと
に人力されるようになっている。そして、（１２）はサ
ンプルホールド回路（１１）の出力に夫々のチャンネル
に対応した直流印加電圧（ＤＣバイアス）を加算する加
算器、（１３）は加算器（１２）の出力に基づいてその
発振周波数が制御される電圧制御発振器（以下ｒＶｃＯ
Ｊという）である。
１） （２）は第１１Ｆアンプ、（３）は可変帯域通過
フィルタ （ブリセレクター）、（４）は後述する電圧
制御発振器の出力と混合して第２のＩＦ倍信号周波数変
換するミキサー、（５）は帯域通過フィルタ（以下、ｒ
ＢＰＦＪという） 、 （６） （７）は第２１Ｆアン
プ、（８）はＦＭ復調器、（９）はＦＭ復調器（８）の
出力からＡＦＣに不要な高い周波数成分を除く（即ち、
周波数基準信号等の低い周波数成分を通過させる）低域
通過フィルタ（以下、ｒＬＦＰ、という’） 、 （１
０）はＬ Ｆ Ｐ （９）の出力と基準レベルとを比較
して第２のＩＦ倍信号周波数のズレを検知する差動増幅
器、 （１１）はキーパルスが入力された時に差動増幅
器（１０）の出力をサンプリングしそのサンプル値を次
のサンプリングまでホールドして出力するサンプルホー
ルド回路で、そのキーパルスは周波数基準信号期間ごと
に人力されるようになっている。そして、（１２）はサ
ンプルホールド回路（１１）の出力に夫々のチャンネル
に対応した直流印加電圧（ＤＣバイアス）を加算する加
算器、（１３）は加算器（１２）の出力に基づいてその
発振周波数が制御される電圧制御発振器（以下ｒＶｃＯ
Ｊという）である。
従って、斯る回路では複数の周波数基準信号期間ごとに
ＦＭ復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベ
ルとを比較した差動増幅器（１０）の出力がサンプルホ
ールド回路（１１）によりサンプリングホールドされる
ことで、各周波数基準期間ごとの第２のＩＦ倍信号周波
数のズレが検知されることになり、この検知された第２
のＩＦ倍信号周波数のズレに基づいてＶ ＣＯ（１３）
の発振周波数を変化させることで、第２のＩＦ倍信号周
波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっていた。
ＦＭ復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベ
ルとを比較した差動増幅器（１０）の出力がサンプルホ
ールド回路（１１）によりサンプリングホールドされる
ことで、各周波数基準期間ごとの第２のＩＦ倍信号周波
数のズレが検知されることになり、この検知された第２
のＩＦ倍信号周波数のズレに基づいてＶ ＣＯ（１３）
の発振周波数を変化させることで、第２のＩＦ倍信号周
波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっていた。
口が １ しようとするｉ
ところが、斯る従来のキードＡＦＣ方式では、各周波数
基準信号期間ごとの周波数基準信号の信号レベルのみを
目安として、各周波数基準信号期間ごとに周波数制御を
行なっているため、雑音の重畳による周波数基準信号の
信号レベルの変化がＩＦ倍信号周波数の制御に及ぼす影
響を避けることが出来なかった。そのため、例えば受信
Ｃ／Ｈの劣化等で復調出力のＳ／Ｎが劣化した場合、周
波数基準信号に重畳された雑音が大きくなり、この雑音
による周波数基準信号の信号レベルの変化をＩＦ倍信号
周波数のズレと誤認して誤制御を行なう虞れがあった。
基準信号期間ごとの周波数基準信号の信号レベルのみを
目安として、各周波数基準信号期間ごとに周波数制御を
行なっているため、雑音の重畳による周波数基準信号の
信号レベルの変化がＩＦ倍信号周波数の制御に及ぼす影
響を避けることが出来なかった。そのため、例えば受信
Ｃ／Ｈの劣化等で復調出力のＳ／Ｎが劣化した場合、周
波数基準信号に重畳された雑音が大きくなり、この雑音
による周波数基準信号の信号レベルの変化をＩＦ倍信号
周波数のズレと誤認して誤制御を行なう虞れがあった。
本発明はこのような点に鑑み成されたものであって、復
調出力のＳ／Ｎの劣化等により周波数基準信号に重畳さ
れた雑音が大きくなっても、常に安定した周波数制御が
行なえるＡＦＣ方式を提供することを目的とする。
調出力のＳ／Ｎの劣化等により周波数基準信号に重畳さ
れた雑音が大きくなっても、常に安定した周波数制御が
行なえるＡＦＣ方式を提供することを目的とする。
課 を解決するためｑＬ役
上記の目的を達成するため本発明では、ＦＭ伝送される
時分割多重方式のテレビジョン信号を受信する際、ＦＭ
復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベルと
を比較することでＩＦ倍信号周波数のズレを検出して、
ＩＦ倍信号周波数の制御を行なうＡＦＣ方式において、
テレビジョン信号の複数の周波数基準信号期間ごとにＦ
Ｍ復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベル
とを比較してその平均値を算出することで、或いは複数
の周波数基準信号期間ごとのＦＭ復調された周波数基準
信号の信号レベルの平均値を算出してその平均値と基準
レベルとを比較することで、複数の周波数基準信号期間
のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値を検出し、その検出
した平均値に基づいてＩＦ倍信号周波数の制御を行なう
ようにしたものである。
時分割多重方式のテレビジョン信号を受信する際、ＦＭ
復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベルと
を比較することでＩＦ倍信号周波数のズレを検出して、
ＩＦ倍信号周波数の制御を行なうＡＦＣ方式において、
テレビジョン信号の複数の周波数基準信号期間ごとにＦ
Ｍ復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベル
とを比較してその平均値を算出することで、或いは複数
の周波数基準信号期間ごとのＦＭ復調された周波数基準
信号の信号レベルの平均値を算出してその平均値と基準
レベルとを比較することで、複数の周波数基準信号期間
のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値を検出し、その検出
した平均値に基づいてＩＦ倍信号周波数の制御を行なう
ようにしたものである。
詐二Ｊ１
このようなＡＦＣ方式によると、複数の周波数基準信号
期間のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値を用いて！Ｆ倍
信号周波数の制御が行なわれることになるので、雑音に
よる周波数基準信号の信号レベルの変動が相殺されるこ
とになる。
期間のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値を用いて！Ｆ倍
信号周波数の制御が行なわれることになるので、雑音に
よる周波数基準信号の信号レベルの変動が相殺されるこ
とになる。
爽ＪＬＪＩ
以下、本発明のＡＦＣ方式について図面と共に説明する
。尚、従来と同一部品については同一符号を付すと共に
その説明を省略する。
。尚、従来と同一部品については同一符号を付すと共に
その説明を省略する。
本発明のＡＦＣ方式は、ＴＣＩ方式のテレビジョン信号
に存在する複数の周波数基準信号期間ごとにＦＭ復調さ
れた周波数基準信号の信号レベルと基準レベルとを比較
してその平均値を算出することで、或いは複数の周波数
基準信号期間ごとのＦＭ復調された周波数基準信号の信
号レベルの平均値を算°出してその平均値と基準レベル
とを比較することで、複数の周波数基準信号期間のＩＦ
倍信号周波数のズレの平均値を検出し、その検出した平
均値に基づいてＩＦ倍信号周波数の制御を行なわせるよ
うにしたもので、このようなＡＦＣを以下平均値型キー
ＦＡＦＣ方式と呼称する。
に存在する複数の周波数基準信号期間ごとにＦＭ復調さ
れた周波数基準信号の信号レベルと基準レベルとを比較
してその平均値を算出することで、或いは複数の周波数
基準信号期間ごとのＦＭ復調された周波数基準信号の信
号レベルの平均値を算°出してその平均値と基準レベル
とを比較することで、複数の周波数基準信号期間のＩＦ
倍信号周波数のズレの平均値を検出し、その検出した平
均値に基づいてＩＦ倍信号周波数の制御を行なわせるよ
うにしたもので、このようなＡＦＣを以下平均値型キー
ＦＡＦＣ方式と呼称する。
第１図は斯る平均値型キードＡＦＣ方式の具体的な回路
構成例を示し、ここで第６図の従来例と異なる点はその
差動増幅器（１０）の出力を４分岐して４つのサンプル
ホールド回路（１４）〜（１７）に入力されると共に、
その各サンプルホールド回路（１４）〜（１７）に夫々
入力される４つのＨレベルのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ
４）のタイミン・グを第２図（ロ）〜（ｅ）に示すよう
に夫々異ならせて、夫々異なる周波数基準信号期間の差
動増幅器（１０）の出力がサンプリングホールドされる
ようにしたことである。ここで、第２図（ａ）はＴＣＩ
方式のテレビジョン信号形態（Ａは周波数基準信号期間
、Ｂは音声情報・データ期間、Ｃは映像情報期間）を示
す。そして、更にこの４つのサンプルホールド回路（１
４）〜（１７）の出力を加算器（１８）にて加算した後
除算器（１９）で除算して、４つのサンプルホールド回
路（１４）〜（１７）の出力の平均値が加算器（１２）
に出力されるようにしたことである。
構成例を示し、ここで第６図の従来例と異なる点はその
差動増幅器（１０）の出力を４分岐して４つのサンプル
ホールド回路（１４）〜（１７）に入力されると共に、
その各サンプルホールド回路（１４）〜（１７）に夫々
入力される４つのＨレベルのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ
４）のタイミン・グを第２図（ロ）〜（ｅ）に示すよう
に夫々異ならせて、夫々異なる周波数基準信号期間の差
動増幅器（１０）の出力がサンプリングホールドされる
ようにしたことである。ここで、第２図（ａ）はＴＣＩ
方式のテレビジョン信号形態（Ａは周波数基準信号期間
、Ｂは音声情報・データ期間、Ｃは映像情報期間）を示
す。そして、更にこの４つのサンプルホールド回路（１
４）〜（１７）の出力を加算器（１８）にて加算した後
除算器（１９）で除算して、４つのサンプルホールド回
路（１４）〜（１７）の出力の平均値が加算器（１２）
に出力されるようにしたことである。
従って、このような回路構成では夫々異なる周波数基準
信号期間ごとに周波数基準信号レベルと基準レベルとを
比較した差動増幅器（１０）の出力が、夫々サンプルホ
ールド回路（１４）〜（１７）にてサンプリングホール
ドされた後、その平均値が加算器（１日）及び除算器（
１９）を経て算出されることで、４つの周波数基準信号
期間における第２のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値が
検出されることになる。
信号期間ごとに周波数基準信号レベルと基準レベルとを
比較した差動増幅器（１０）の出力が、夫々サンプルホ
ールド回路（１４）〜（１７）にてサンプリングホール
ドされた後、その平均値が加算器（１日）及び除算器（
１９）を経て算出されることで、４つの周波数基準信号
期間における第２のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値が
検出されることになる。
そして、この検出された平均値に基づいて■Ｃ０（１３
）の発振周波数を変化させることで、第２の■Ｆ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっている。
）の発振周波数を変化させることで、第２の■Ｆ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっている。
次に、第３図は斯る平均値型キーＦＡＦＣ方式の他の具
体的な回路構成例を示し、第１図と異なる点はそのＬ
Ｐ Ｆ （９）の出力を４分岐して４つのサンプルホー
ルド回路（１４）〜（１７）に入力させると共に、その
各サンプルホールド回路（１４）〜（１７）に夫々入力
される４つのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ、）のタイミン
グを第２図０））〜（ｅ）に示す如く夫々異ならせて、
夫々異なる周波数基準信号期間のＬ Ｐ Ｆ （９）の
出力がサンプリングホールドされるようにしたものであ
る。そして、更にこの４つのサンプルホールド回路（１
４）〜（１７）の出力を加算器（１８）にて加算した後
除算器（１９）で除算して、４つのサンプルホールド回
路（１４）〜（１７）の出力の平均値が差動増幅器（１
０）により基準レベルと比較されるようにしたものであ
る。
体的な回路構成例を示し、第１図と異なる点はそのＬ
Ｐ Ｆ （９）の出力を４分岐して４つのサンプルホー
ルド回路（１４）〜（１７）に入力させると共に、その
各サンプルホールド回路（１４）〜（１７）に夫々入力
される４つのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ、）のタイミン
グを第２図０））〜（ｅ）に示す如く夫々異ならせて、
夫々異なる周波数基準信号期間のＬ Ｐ Ｆ （９）の
出力がサンプリングホールドされるようにしたものであ
る。そして、更にこの４つのサンプルホールド回路（１
４）〜（１７）の出力を加算器（１８）にて加算した後
除算器（１９）で除算して、４つのサンプルホールド回
路（１４）〜（１７）の出力の平均値が差動増幅器（１
０）により基準レベルと比較されるようにしたものであ
る。
従って、このような回路構成では夫々異なる周波数基準
信号期間ごとの周波数基準信号の信号レベルが夫々サン
プルホールド回路（１４）〜（１７）にてサンプリング
ホールドされた後、その平均値が加算器（１８）及び除
算器（１９）を経て算出され差動増幅器（ｌＯ）により
基準レベルと比較されることで、４つの周波数基準信号
期間における第２のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値が
検出されることになる。
信号期間ごとの周波数基準信号の信号レベルが夫々サン
プルホールド回路（１４）〜（１７）にてサンプリング
ホールドされた後、その平均値が加算器（１８）及び除
算器（１９）を経て算出され差動増幅器（ｌＯ）により
基準レベルと比較されることで、４つの周波数基準信号
期間における第２のＩＦ倍信号周波数のズレの平均値が
検出されることになる。
そして、この検出された平均値に基づいてＶＣ０（１３
）の発振周波数を変化させることで、第２の■Ｆ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっている。
）の発振周波数を変化させることで、第２の■Ｆ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正）を行なっている。
尚、上述した第１図及び第３図の回路構成例の場合、そ
の受信チャンネルの変更の際には変更後の最初の周波数
基準信号期間に限り４つのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ４
）が同時に入力されるように設定しているものとする。
の受信チャンネルの変更の際には変更後の最初の周波数
基準信号期間に限り４つのキーパルス（Ｐｌ）〜（Ｐ４
）が同時に入力されるように設定しているものとする。
次に、第４図は斯る平均値型キードＡＦＣ方式でデジタ
ル処理を行なった場合の具体的な回路構成例を示し、こ
こで第６図の従来例と異なる点はサンプルホールド回路
（１１）の出力を一旦Ａ／Ｄ変換器（２０）にてデジタ
ル信号に変換した後、４つのメモリー（２１）〜（２４
）に順次記憶させ、夫々異なる周波数基準信号期間のサ
ンプルホールド回路（１１）の出力が記憶されるように
したことである。そして、更にこの４つのメモリー（２
１）〜（２４）の出力を加算器（１日）にて加算し除算
器（１９）で除算して平均値を得た後Ｄ／Ａ変換器（２
５）にて元のアナログ信号に変換して加算器（１２）に
出力されるようにしたことである。
ル処理を行なった場合の具体的な回路構成例を示し、こ
こで第６図の従来例と異なる点はサンプルホールド回路
（１１）の出力を一旦Ａ／Ｄ変換器（２０）にてデジタ
ル信号に変換した後、４つのメモリー（２１）〜（２４
）に順次記憶させ、夫々異なる周波数基準信号期間のサ
ンプルホールド回路（１１）の出力が記憶されるように
したことである。そして、更にこの４つのメモリー（２
１）〜（２４）の出力を加算器（１日）にて加算し除算
器（１９）で除算して平均値を得た後Ｄ／Ａ変換器（２
５）にて元のアナログ信号に変換して加算器（１２）に
出力されるようにしたことである。
従って、このような回路構成では夫々異なる周波数基準
信号期間ごとに周波数基準信号レベルと基準レベルとの
比較出力をサンプリングホールドするサンプルホールド
回路（１１）の出力が、−旦デジタル化されて順次メモ
リー（２１）〜（２４）に記憶された後、その平均値が
加算器（１８）及び除算器（１９）を経て算出されるこ
とで、４つの周波数基準信号期間における第２のＩＦ倍
信号周波数のズレの平均値が検出されることになる。そ
して、この検出された平均値に基づいてＶ ＣＯ（１３
）の発振周波数を変化させることで、第２のＩＦ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正〕を行なっている。
信号期間ごとに周波数基準信号レベルと基準レベルとの
比較出力をサンプリングホールドするサンプルホールド
回路（１１）の出力が、−旦デジタル化されて順次メモ
リー（２１）〜（２４）に記憶された後、その平均値が
加算器（１８）及び除算器（１９）を経て算出されるこ
とで、４つの周波数基準信号期間における第２のＩＦ倍
信号周波数のズレの平均値が検出されることになる。そ
して、この検出された平均値に基づいてＶ ＣＯ（１３
）の発振周波数を変化させることで、第２のＩＦ倍信号
周波数の制御（即ち、ズレの補正〕を行なっている。
尚、第４図の回路構成例の場合、その各メモリー （２
１）〜（２４）はサンプルホールド回路（１１）に入力
されるキーパルスにてその記憶内容が順次シフトされる
ようになっており、また受信チャンネル変更時にはリセ
ットパルスが入力されて第２のＩＦ倍信号周波数のズレ
がゼロの状態になるようにリセットされるものとする。
１）〜（２４）はサンプルホールド回路（１１）に入力
されるキーパルスにてその記憶内容が順次シフトされる
ようになっており、また受信チャンネル変更時にはリセ
ットパルスが入力されて第２のＩＦ倍信号周波数のズレ
がゼロの状態になるようにリセットされるものとする。
最後に、第５図は各周波数基準信号期間の第２のＩＦ倍
信号周波数のズレのデータに各データの時間的な経過に
対応した重み付けを行なった場合の回路構成例を示し、
具体的には第４図のものに各データの時間的経過に対応
してデータの重み付けを行なう係数器（２６）〜（２９
）を付加したものである。
信号周波数のズレのデータに各データの時間的な経過に
対応した重み付けを行なった場合の回路構成例を示し、
具体的には第４図のものに各データの時間的経過に対応
してデータの重み付けを行なう係数器（２６）〜（２９
）を付加したものである。
尚、本実施例では１つの周波数基準信号期間に１つのキ
ーパルスを人力するようにしているが、複数のキーパル
スを入力するようにしても良く、それに応じてサンプル
ホールド回路、メモリー除算器の除数等は適宜変更し得
るものとする。また、周波数基準信号期間以外にもキー
パルスが入力されるようにしても良くその場合平均値型
ＡＦＣ方式と同じ制御効果が得られることになる。
ーパルスを人力するようにしているが、複数のキーパル
スを入力するようにしても良く、それに応じてサンプル
ホールド回路、メモリー除算器の除数等は適宜変更し得
るものとする。また、周波数基準信号期間以外にもキー
パルスが入力されるようにしても良くその場合平均値型
ＡＦＣ方式と同じ制御効果が得られることになる。
衾皿皇四星
上述した如く本発明の平均値型キードＡＦＣ方弐に依れ
ば、ＴＣＴ方式のテレビジョン信号の受信時に、復調出
力のＳ／Ｎの劣化等により周波数基準信号に重畳された
雑音が大きくなっても、常に安定した正確な周波数制御
を行なわせることが出来る。
ば、ＴＣＴ方式のテレビジョン信号の受信時に、復調出
力のＳ／Ｎの劣化等により周波数基準信号に重畳された
雑音が大きくなっても、常に安定した正確な周波数制御
を行なわせることが出来る。
第１図は本発明ＡＦＣ方式の具体的な回路構成例を示す
図、第２図はその信号波形図、第３図。 第４図及び第５図は夫々その他の回路構成例を示す図、
第６図は従来の回路構成例を示す図である。 （８） −Ｆ Ｍ復調器、 （９） −Ｌ Ｐ Ｆ 。 （１０）−・差動増幅器。 （１１） （１４）〜（１７）・・−サンプルホールド
回路（１９）−・−除算器、 （２０）−・−Ａ／Ｄ変
換器。 （２１）〜（２４）−メモリー、 （２５）−Ｄ／Ａ
変換器。
図、第２図はその信号波形図、第３図。 第４図及び第５図は夫々その他の回路構成例を示す図、
第６図は従来の回路構成例を示す図である。 （８） −Ｆ Ｍ復調器、 （９） −Ｌ Ｐ Ｆ 。 （１０）−・差動増幅器。 （１１） （１４）〜（１７）・・−サンプルホールド
回路（１９）−・−除算器、 （２０）−・−Ａ／Ｄ変
換器。 （２１）〜（２４）−メモリー、 （２５）−Ｄ／Ａ
変換器。
Claims (1)
- （１）周波数変調されて伝送される時分割多重方式のテ
レビジョン信号を受信する際、周波数復調された周波数
基準信号の信号レベルと基準レベルとを比較することで
中間周波信号の周波数のズレを検出して、中間周波信号
の周波数の制御を行なう自動周波数制御方式において、
テレビジョン信号の複数の周波数基準信号期間ごとに周
波数復調された周波数基準信号の信号レベルと基準レベ
ルとを比較してその平均値を算出することで、或いは複
数の周波数基準信号期間ごとの周波数復調された周波数
基準信号の信号レベルの平均値を算出してその平均値と
基準レベルとを比較することで、複数の周波数基準信号
期間の中間周波信号の周波数のズレの平均値を検出し、
その検出した平均値に基づいて中間周波信号の周波数の
制御を行なうことを特徴とした自動周波数制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1099096A JPH02278911A (ja) | 1989-04-19 | 1989-04-19 | 自動周波数制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1099096A JPH02278911A (ja) | 1989-04-19 | 1989-04-19 | 自動周波数制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02278911A true JPH02278911A (ja) | 1990-11-15 |
Family
ID=14238342
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1099096A Pending JPH02278911A (ja) | 1989-04-19 | 1989-04-19 | 自動周波数制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02278911A (ja) |
-
1989
- 1989-04-19 JP JP1099096A patent/JPH02278911A/ja active Pending
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