JPH02276970A - 磁気検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、磁気の状態により電気抵抗が定まる磁気抵抗
素子を利用して磁気の状態を電気信号に変換し、磁気変
化速度検出等を行う磁気検出装置に関する。

〔従来の技術〕

位置センサあるいは回転速度センサは、高い検出精度、
広範囲の使用周囲温度、筒車な構造などの要求が強く、
磁気検出式センサが用いられるようになった。これは、
磁気抵抗素子が高感度であり、温度変化に対して比較的
安定で、しかも製造方法が容易というためである。更に
磁気状態を電気信号に変換する電子回路において、磁気
状態が直接抵抗値を決定するため、検出回路の設計が容
易な点も重要である。そして、以上の特徴は１チツプ内
に磁気抵抗素子と検出回路を造りつけるために有効であ
る。

第１８図は、抵抗値状態の検出回路として広く用いられ
ている抵抗ブリッジ回路１０１とこの出力電圧■Ｉｌｏ
を検出し増幅する電圧増幅回路１０２からなる従来型の
センサ回路である。抵抗ブリッジ回路出力電圧■、。は
、温度変化に対して安定である。

〔発明が解決しようとする課題］ しかしながら、アナログ回路である電圧増幅回路１０２
は、温度変化により増幅回路構成要素であるトランジス
タの特性変化、抵抗素子の抵抗値シフトなどが生じるこ
とによりオフセット電圧が発生し、それにより正常に動
作する使用周囲温度範囲が比較的狭い。温度補償回路に
よりある程度の改善は可能であるが、回路が複雑になり
製造効率が低下する。又、より高温になれば補償回路自
体も正常動作が不可能となる。したがって、例えば自動
車用の回転速度センサなどの使用周囲温度範囲の広いも
のに対しては検出回路として第１８図のような構成は不
適当であり、特に、ＡＢＳ（Ａｎｔｉｌｏｃｋ　Ｂ　ｒ
ａｋｅ　Ｓ　ｙｓｔｅｍ）用の車輪速センサは高温にな
りやすい車両のブレーキ付近に搭載されるために広範囲
な動作保証温度が求められている。今後、センサの１チ
ツプ化が必要となり、検出回路の使用周囲温度範囲はよ
り広く厳しくなるため、広い使用温度範囲で安定して動
作する検出回路が必要となる。

そこで本発明は、上述の問題点に鑑みなされたものであ
って、広い使用周囲温度範囲で安定して動作し、ＩＣ化
に適する磁気検出装置を提供することを目的としてる。

さらに、そのような磁気検出装置の検出感度を高めるこ
とを他の目的としている。

〔課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成する為に、本願の第１発明の磁気検出
装置は、その回路構成に磁気抵抗素子を存した発振回路
を少なくとも１個設け、該発振回路と他の発振回路の発
振周波数を比較することにより、磁気状態を検出するよ
うにしたことを特徴としている。

又、第２発明では、前記発振回路と他の発振回路は、イ
ンバータを奇数個直列に接続し、第１段のインバータの
入力と最終段のインバータの出力を第１の抵抗を介して
接続し、前記第１段のインバータの入力からコンデンサ
と第２の抵抗を直列に介して第ｎ（ｎは前記奇数個また
はそれより小さい奇数）段のインパークの出力に接続し
、前記コンデンサと前記第２の抵抗の接続点から（第２
の抵抗値よりも小さい抵抗値を２有する第３の抵抗を介
して第ｍ（ｍは前記インバータの前記奇数個より小さい
偶数））段のインバータの出力に接続した回路構成であ
り、 前記磁気抵抗素子を有した発振回路は、前記第１の抵抗
、第２の抵抗及び第３の抵抗のうち少なくとも２つに磁
気抵抗素子を使用し、磁気を受けると前記第２の抵抗と
前記第３の抵抗の接続点の電位が変化するようにしてい
る。

〔作用〕

本願の第１発明によると、発振回路内の磁気抵抗素子に
磁気が作用しない時は、前記発振回路と他の発振回路の
発振周波数はほぼ一致する。そして、温度変化に対して
も、全体が均一温度であれば発振周波数の絶対値は変化
するが、常に等しくなる。そのため、それら発振回路の
発振周波数を比較処理することは、温度の影響を取り除
くことになる。そして、これらの発振回路に磁気が作用
すると、磁気抵抗素子の抵抗値が磁気の状態に応じて変
化するので、一致していぬ発振周波数にずれが生じ、発
振周波数比が変化する。この周波数比の変化は磁気状態
のみに依存する。電源電圧の変動に対しても、温度変化
と同様に発振周波数の比をとることで補正できる。この
ようにして、広い使用周囲温度範囲のもとで磁気状態の
検出を安定に行うことができる。

又、第２発明によると、磁気抵抗素子により磁気を受け
た場合に第２の抵抗と第３の抵抗の接続点の電位が変化
するようになるので、第１の抵抗とコンデンサによる充
放電だけではなく、その接続点の電位によっても発振周
波数を制御することができるので、抵抗値の変化に対す
る周波数の変化を大きくすることができ、検出感度を高
めることができる。

〔実施例］ 以下、本発明を図面に示す実施例を用いて説明する。

第１図に本発明の第１実施例の磁気検出装置の構成を示
す。本実施例は磁性材料から成るギアとバイアス用磁石
との間に磁気センサを配置した、いわゆるギア検出タイ
プの磁気検出装置であり、ＡＢＳ用の車輪速センサ等に
好適に用いられるものである。基本的に磁気抵抗素子を
樹脂にてモールドしたモールドチップ１、金属性の内ケ
ース２、外ケース３、バイアス用磁石４、出力ピン５、
コネクタ６からなる。コネクタ６の溝部７にバイアス用
磁石４が内挿され、内ケース２がコネクタに図示しない
接着剤等で固定される。バイアス用磁石４の直上にモー
ルドチップ１が図示しない接着剤等で固定され、あらか
じめコネクタ６と一体成形された出力ビン５とハンダ等
の手段で接着される。最後に外ケース３がコネクタ６に
圧入され、端部８がかしめられる。９は被検出対象の一
例で磁性材料からなる回転ギアであり、車輪速センサと
して構成する場合にはこの回転ギア９の中心を車輪軸が
貫通するようになる。

次に、モールドチップ１の構成を第２図に示す。

ガラス板、高抵抗Ｓｉあるいは酸化膜を形成したＳｉか
らなる絶縁基板Ｉａ上に、Ｎｉ−ＣｏあるいはＮｉ−Ｆ
ｅからなる強磁性磁気抵抗素子１ｂがホトエツチング等
の手段によりコ字状形状に形成され、導電Ｎ１ｃの一端
が接続配置されている。

磁気抵抗素子１ｂ、導電層１ｃを形成した絶縁基板１ａ
は、リードフレーム１ｄの上にダイボンディングペース
ト１ｅで固定され、導電Ｊｉ　１　ｃの他端とリードフ
レーム１ｄの間をボンディングワイヤ１ｆで接続させる
。その後、モールド樹脂１ｇは射出成形される。絶縁基
板１ａは、例えばＳｉを使用する場合には、磁気抵抗素
子１ｂを配置する部分１ｈを除いてテーパ状にエツチン
グを施し、薄肉部１１を形成する。前述のボンディング
ワイヤ１ｆは、この薄肉部１１に形成される。尚、絶縁
基板１ａとしてＳｉ上に酸化膜を形成したものを使用す
る場合には、後述する発振回路等の他の回路要素をこの
Ｓｉ内あるいは上に形成しても良い。

第３図（ａ）〜（ｄ）に絶縁基板１ａにＳｉを使用した
場合の薄肉部１１の形成方法を示す。Ｓｉ基板の表面の
面方位は（１００）面を使用する。第３図（ａ）におい
て、Ｓｉ基＄７ｉ（１ａの上に酸化膜１ｊ（斜線部）を
形成する。断面図においては第３図（ｂ）のようになる
。その後、アルカリ系の異方性エツチングを施すと、第
３図（Ｃ）のように厚肉部１ｈはそのままで薄肉部１１
が形成され、厚肉部１　ｈ、ｉ内部１１の間にはテーパ
部１ｋが角度約５４度で形成される。断面形状は第３図
（ｄ）のようになる。

さらに、表面に酸化膜（薄肉部には図示していない）を
形成すれば、絶縁基板１ａが構成される。

次に、本実施例の要部である検出回路のブロック図を第
４図に示す。この回路は磁気抵抗素子に作用すル磁界変
化をパルス出力のハイ、ローの２値で出力するもので、
例えば回転速度センサの検出回路として用いる。

第５図、第６図は、第４図のブロック図におけるブロッ
ク出力信号のタイミング状態を表すタイミングチャート
であり、本実施例の動作原理を示す。

第４図の磁気抵抗素子１０．２０は、第２図に示したよ
うに絶縁基板ｌａ上に形成されるものであり、各々のパ
ターンの大きさを同じにしてパタ−ンの長手方向を９０
°変え、■チップ上に形成することにより、同一磁界の
作用に対して抵抗値がお互いに逆方向に変化するよう配
置する。発振回路３０．４０は磁気抵抗素子１０．２０
の抵抗値により発振周波数が定まり、その周波数に等し
い周波数のクロックＡｃ　、Ｊを出力する。カウンタ５
０，６０は発振回路３０．４０からのクロックＡｃ、Ｂ
ｃを入力とし、それを例えば８分の１分周して、リプル
キャリパルス出力Ａｏ、Ｂ。

をそれぞれ出力する。タイミング比較器７０は、カウン
タ５０，６０のＡｏ　、Ｂｏを入力とし、Ａｏ。

Ｂ００倍の立上りタイミングの相対関係を検出する。Ｂ
ｏの立上りよりＡ。の立上りが早いときハイ（Ｈ）、遅
いときロー（Ｌ）となる出力信号Ｃ８を出力する。した
がって、磁気（界）変化の１周期に対して１つのパルス
出力が得られ、そのパルス出力の周波数は磁気の変化す
る周波数と一致する。回転周波数と磁気の変化する周波
数が一定の関係にあるとき、パルス出力Ｃ８の周波数は
回転周波数を表すことになる。

第５図はクロックＢｃの周波数に対してクロックＡｃの
周波数が高いときのクロックＢｃ　、　Ａｃ、カウンタ
５０，６０のりプルキャリパルス出力Ｂｏ　、　Ａｏ　
、タイミング比較器７０のパルス出力ｃｏのタイミング
関係を表す。クロックＢｃ、Ａ。

をカウンタ５０，６０で例えば８分の１分周することに
より、周波数の差によるクロックＢ、とＡ。

との間の位相差Ｔ、をカウンタ５０，６０の出力である
リプルキャリパルス出力Ｂ。、Ａｏの位相差Ｔ、として
、つまりＴｃに対して８倍の位相差としてＴｏを得るこ
とができ、パルス位相差の検出を安定して行うことがで
きる。リプルキャリパルス出力Ｂ０の立上り時点でのり
プルキャリパルス出力Ａ０の値ハイをタイミング比較器
の出力Ｃ８として出力する。したがって、Ｂ、の立上り
時点でｃｏがハイとなる。

第６図は、クロックＢｃの周波数に対してクロックＡＣ
の周波数が低いときのクロックＢｃ、Ａｃ、カウンタ５
０，６０のりプルキャリパルス出力Ｂｏ　、　Ａｏ　、
タイミング比較器１１のパルス出力Ｃｏのタイミング関
係を表す。第５図の説明と同様に、リプルキャリパルス
出力Ｂ。の立上り時点でのりプルキャリパルス出力Ａ。

の値ローをタイミング比較器の出力として出力する。し
たがって、Ｂ、の立上り時点でＣ６がローとなる。

第７図（ａ）は１０発振回路３０．４０の一例を示す回
路構成であり、一般に知られている発振回路を本実施例
に適用したものである。第７図（ｂ）は第７図（ａ）に
おけるに、Ｈ，Ｉ、Ｊ点の動作波形を示したものである
。図中３１．３２．３３は直列に接続したインバータで
あり、インバータ３１の入力を磁気抵抗素子１０．２０
（抵抗値はＲｏ）を介してインバータ３３の出力に接続
し、さらにインバータ３１の入力をコンデンサ３４を介
してインバータ３２の出力に接続した回路構成であり、
その発振周波数ｆ。は、 ンバータ３１，３２，３３のしきい値■Ｔ□がＶＴＨす
、これは磁気抵抗素子１０．２０の抵抗値Ｒ８とコンデ
ンサ３４の容量値Ｃ８の充放電時間によって決まる値で
ある。

第８図はタイミング比較器７０の一例を示すものであり
、立上りエツジトリガ式Ｄタイプフリップフロップ７１
のデータ入力端子７２にカウンタ６０のリプルキャリパ
ルス出力Ａ。を接続し、クロ・ンク入力端子７３にヒス
テリシス制御回路７４のパルス出力Ｂ。Ｈを接続する。

ヒステリシス制御回路７４の出力Ｂ。Ｈの立上り時点で
の入力端子７２に接続されているリプルキャリパルス出
力Ａ。の値を出力端子７５に出力する。したがって、第
５図、第６図のタイミング比較器の出力Ｃ８は、第８図
のＤフリップフロップ７１の出力端子７５のパルス出力
信号となる。

第９図はヒステリシス制御回路７４の一例を示す。本ヒ
ステリシス制御回路は、リプルキャリパルス出力Ｂ。を
入力とするパルス遅延回路７４ａのパルス出力ＢＯＤと
上記Ｄタイプフリップフロップ出力Ｃ０を入力とするＮ
ＡＮＤゲート７４ｂ。

Ｇｏを入力とし、Ｃ０を反転するインバータ７４ｃの出
力とＢ。を入力とするＮＡＮＤゲート７４ｄ。

ＮＡＮＤゲート７４ｂ、７４ｄの出力を入力とし上記Ｄ
タイプフリップフロップ７１のクロック人力となる出力
Ｂ。、ｌを出力するＮＡＮＤゲート７４ｅから構成され
る。

第１０図はヒステリシス制御回路７４の動作を表すタイ
ミングチャートであり、リプルキャリパルス出力Ｂ。に
対して遅延時間Ｔ。だけ遅れたパルス出力Ｂ。Ｄをパル
ス遅延回路７４ａの出力Ｅ３ｏ。

として得る。タイミング比較器出力Ｃ８がローのときは
、Ｂｏが選択されてヒステリシス制御回路出力Ｂ。Ｈと
なり、ｃｏがハイのときは、ｔ３ｏｎが選択されてヒス
テリシス制御回路出力Ｂ。、Ｉとなる。

そこで、本実施例の構成において、発振回路３０．４０
の発振周波数を決定するものは、磁気抵抗素子１０．２
０の抵抗値Ｒ６、コンデンサの容量値Ｃ８及びインバー
タ３１〜３３のトランジスタの特性値であるが、１チツ
プ上に造り付けるため上記の値がぼ等しい一対の発振回
路をつくることができる。したがって、発振回路３０．
４０内の磁気抵抗素子１０．２０に磁気が影響しないと
きは、一対の発振回路３０．４０の発振周波数はほぼ一
致する。そして、温度変化に対してもチップ全体が均一
温度であれば、発振周波数を決定する上記の３要素の値
も相等しく変化するため、発振周波数の絶対値は変化す
るが、一対の発振回路３０．４０の発振周波数は常に等
しくなる。そのため、一対の発振回路３０．４０の発振
周波数の比を検出することは温度の影響を取り除くこと
になる。

この一対の発振周波数３０．４０に磁気が作用すると、
磁気抵抗素子１０．２０の抵抗値が磁気の状態に応じて
変化するので、−敗していた発振周波数にずれが生じ、
発振周波数比が変化する。

この周波数比の変化は磁気状態のみに依存する。

電源電圧の変動に対しても、温度変化と同様に発振周波
数の比をとることで補正できる。このように、磁気状態
により発振周波数の定まる一対の発振回路３０．４０の
発振周波数比の変化をタイミング比較器７０にて検出す
ることにより、広い使用周囲温度範囲のもとて磁気状態
の検出を安定に行うことができる。本発明の検出回路は
基本的なデジタル回路で構成できるため、アナログ回路
では問題となるようなトランジスタの特性変化、抵抗素
子の抵抗値変動、コンデンサの容量値変動は一切問題と
ならないため、アナログ回路では動作不可能な高温でも
正常動作が可能であり、ＩＣ化も容易となる。

又、一般にボンディングワイヤ１ｆにて導電層１ｃとリ
ードフレーム１ｄを接続するには、ボンディングワイヤ
ｌｆの引張強度を確保するため、所定の曲率でボンディ
ングしなければならないが、本実施例によると絶縁基板
１ａの薄肉部１１上にボンディングワイヤ１「を接続し
ているので、磁気抵抗素子１ｂ　（１０，２０）からモ
ールド樹脂１ｇまでのギャップを小さくすることができ
、延いては磁気抵抗素子１ｂ　（１０，２０）から回転
ギヤ９までのギャップを極力小さ（することができ、感
度向上を図ることができる。

次に、より感度を向上させることができる例として、本
発明の第２実施例を説明する。第１１図に第２実施例の
磁気検出装置の検出回路のブロック図を示す。上記第１
実施例では、発振回路３０４０の両回路構成に磁気抵抗
素子を使用したが、本実施例では発振回路３０側のみに
磁気抵抗素子８０を有し、発振回路４０例の抵抗は磁気
により抵抗値が変化しない基準抵抗９０を使用する。

第１２図（ａ）に本実施例の要部である発振回路３０．
４０の回路構成を示し、第１２図（ｂ）に、第１２図（
ａ）におけるＢ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ａ点の動作波形を示す。

第１２図（ａ）において、３１　（４１）、３２　（４
２）、３３　（４３）は、第７図（ａ）の回路と同様に
直列に接続したインバータであり、インバータ３１（４
１）の入力を抵抗Ｒ，Ｘ（Ｒ，）を介してインバータ３
３（４３）の出力に接続し、さらに、インバータ３１４
１）の入力をコンデンサ３５（４５）と抵抗Ｒ２ｘ　（
ＲＺ　）を直列に介してインバータ３１（４１）の出力
に接続し、コンデンサ３５（４５）と抵抗Ｒ２Ｘ（Ｒ２
）の接続点から抵抗Ｒ：１Ｘ（Ｒｉ　）を介してインバ
ータ３２の出力に接続した回路構成であり、発振回路３
０においては、後述するように抵抗ＲＩＸ＋　　Ｒ２Ｘ
およびＲ３Ｘのうち、少なくとも１つに磁気抵抗素子８
０を使用する。

この発振回路３０．４０の発振周波数ｆ１は、ｆＩ＝ となる。又、インバータ３１　（４１）、３２　（４２
）、３３　（４３）のしきい値Ｖｔｏが■Ｔ工＝■ＤＤ
のとき、 となる。Ａ点の電圧は、Ｅ点とＦ点の電圧の抵抗分割（
Ｒ２（Ｘｌｌ　　Ｒ３（Ｘｌ　）で決まる。高い方の電
圧をＶＡＮ、低い方の電圧を■１、その差をｖＡｓとす
る。Ｄ点の電圧（インバータ３１（４１）の入力電圧）
が、インバータ３１（４１）のしきい値に達すると、Ｅ
、Ｆ、Ｂの各電位は順次反転し、Ｄ点の電圧はＶｔＯを
中心に正又は負方向にＶＭＳシフトする。そして、ＣＩ
　ＲＩ　＋、）の充放電により再びしきい値に近づき、
同様の動作を繰り返す。ＶａＳを大きくすれば周波数ｆ
１は低くなり、ｖＡｓを小さくすればｆｌは高くなる。

上記第１実施例では発振周波数ｆ０はＲ８とＣ８との充
放電時間によってのみ決められていたが、本実施例によ
ると、上述のようにＡ点の電圧をＲ２（Ｘ）ｌ　　Ｒ３
（Ｘｌによっても匍Ｈ卸することができ、周波数制御の
自由度を増すことが可能となる。

以下に第１９図を用いてこのことをより詳しく説明する
。第７図（ａ）に示す発振回路では、周波数を変調する
手段として抵抗Ｒ６の抵抗変化を使用する。すなわち、
抵抗Ｒ８がＲ８＋ΔＲ，に変化すると、周波数を決定す
る充放電のスロープは第１９図（ａ）に示すように特性
して示され、反対にＲ０ΔＲ０に変化すると充放電のス
ロープは特性Ｍで示される。抵抗がＲｏ−ΔＲ，からＲ
８＋ΔＲ０に変化することに起因して、周期の変調ΔＴ
ｏが生じる。ここで、Ｈ点の１＝０での電圧は、■Ｔｌ
（＋ｖｎｏとなり一定である。

一方、第１２図（ａ）に示す発振回路では、周波数を変
調する手段として抵抗Ｒ１以外にＲ，、Ｒ，も使用して
いる。ここで、Ｒ，、Ｒ２，Ｒ＋はすべて磁気抵抗素子
で形成し、抵抗変化の方向は所定の磁界のもとでＲ１＋
ΔＲ，、Ｒ，＋ΔＲＺ、Ｒ３ΔＲ３となるように配置す
る。すなわち、Ｒ３とＲ２は同相でＲ３とＲ，は逆相で
変化するように配置すると、 （１）　Ｒ＋→Ｒ１＋ΔＲ＋、Ｒｚ→Ｒ２＋ΔＲ２，Ｒ
３→Ｒ３−ΔＲ３の時 充放電のスロープは第７図（ａ）の発塀回路の場合と同
一であるが、第１９図（ｂ）に示すように１＝０の時の
電圧は となる。

すなわち、Ｒ１がＲ１＋ΔＲＩとなることで、充放電の
時定数が長くなる時、１＝０の電圧（充放電の開始電圧
）を上げるようになる。

（２）　Ｒ、→Ｒ８−ΔＲ，，Ｒ，→Ｒ２−ΔＲｚ、Ｒ
ｉ→Ｒ３＋ΔＲ３の時 充放電のスロープは第７図（ａ）の発振回路の場合と同
一であるが、１＝０の充放電開始はとなる。すなわち、
Ｒ１がＲ１−ΔＲ，となることで充放電の時定数が短く
なる時、Ｌ＝０の充放電開始電圧を下げるようになる。

この様に、第７図（ａ）発振回路にＲ２，Ｒ３の抵抗を
磁気抵抗素子で形成して追加し、抵抗変化の位相を前述
した様に設定することで、周波数を変調する手段として
充放電の時定数以外に充放電の開始電圧も変調すること
で、周期の変調ΔＴ、を大き（とることができるように
なり、延いては周波数をより大きく変化できるようにな
る。

次に、第７図（ａ）に示した発振回路と第１２図（ａ）
に示した発振回路の感度の違いを説明し、併せて第１２
図（ａ）の発振回路において各抵抗値をどのようにすれ
ば良好な状態で感度を上げられるかを脱硫計算してみる
と、表１のようになる。ここで、抵抗変化は次のように
変化すると仮定する。

Ｒ，→１％増加する。

Ｒ２→１％増加する。

Ｒ３→１％減少する。

又、Ｒｚ／Ｒｉをパラメータとし、Ｃ，＝２２０ＰＦと
した。

（以下余白） まず、第７図（ａ）の発振回路において感度を計算する
と、 ＝−１ 即ち、抵抗変化が１％あれば周波数変化も１％（絶対値
）となる。

一方、第１２図（ａ）の発振回路における感度を数表 この表１をグラフ化すると、第２０図のようになる。

グラフより明らかな様に、 （１）抵抗比Ｒ２／　Ｒ３を大きくとると感度は小さく
なり、第７図（ａ）の発振回路の感度に近づく。

又、（２）抵抗比を１に近づけると感度は無限大となる
。ただし、発振周波数も無限大となって発振そのものが
不安定になる。

そこで、抵抗値Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３は次のような考え方で
最適値を決定する。

（１）抵抗Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３はインバータの内部抵抗よ
り十分大きい方がよい。

（２）抵抗Ｒ＋　、Ｒ２，Ｒｘは小さいと消費電流が増
大する。

（３）抵抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ，を大きくとるとセンシング
部のインピーダンスが高くなってノイズに弱くなる。

以上の理由で、Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，は１にΩ〜ＩＯｋΩ程
度が適当である。

又、 （２）　ＲＺとＲ３の比Ｒ２／Ｒ３は、１に近づけると
感度が大きくなるが、発振が不安定になる。

（３）　Ｒ，とＲ３の比Ｒ２／Ｒ３は１０以上では第７
図（ａ）の発振回路の感度とあまり変わらなくなる。

以上の理由で、Ｒ２／Ｒ３は１．５〜４程度が適当であ
る。

次に、第７図（ａ）の発振回路と第１２図（ａ）の発振
回路の感度特性の実験値を具体的に示す。

（１）第７図の発振回路 インバータとして東芝社製ＴＣ４０ＨＯＯ４を用い、Ｒ
ｏ＝１０にΩ、Ｃｏ＝２２０　ｐ　Ｆ、　　Ｖｏｏ＝５
■の時、室温において、感度は０．８２（抵抗の１％変
化に対し、周波数変化は０．８２％）となった。

（２）第１２図発振回路 インバータとして東芝社製４０ＨＯＯ４を用い、Ｒ，Ｘ
＝１０にΩ、Ｒ１ｘ＝２にΩまたは１にΩ、Ｃ８−２２
０ｐＦ、■ＤＤ−５Ｖの時、室温においてＲ２８の値を
変え、Ｒ２Ｘ／　Ｒ３ｘをパラメータとして次の４つの
場合の感度を調べた。

■Ｒ１ｘを０〜２％変化させる。

■Ｒ２ｘを０〜２％変化させる。

■Ｒ，，，Ｒ，，を同時に同率で０〜２％変化させる。

■ＬＸ＋　　Ｒ：１Ｍを同時に正負は逆にして絶対値を
同率で０〜２％変化させる。

結果を第１３図（ａ）及び（ｂ）に示す。結果から、抵
抗変化の組合せにより、第７図の発振回路に比べ、第１
２図の発振回路は感度を２，５倍以上にすることができ
る。

以上、本発明を上記第１、第２実施例を用いて説明した
が、本発明はそれらに限定されることなく、その主旨を
逸脱しない限り、例えば以下に示すごとく種々変形可能
である。

■第１図においては、回転ギヤ９は着磁されていない例
であるが、第１４図のように回転ギヤ９ａがＮｉ、Ｓ極
に交互に着磁されている場合は、第１図におけるバイア
ス用磁石４は省略できる。

■上記第２実施例において、発振回路の回路構成は第１
５図に示すようにしても良く、例えば、抵抗ＲＺＸＩ　
　Ｒ：ｌｘが接続される位置は、それぞれインバータ３
２．３３の出力側に変えても良い（第１５図（ａ））。

又、インバータの数を３個以上の奇数個にしても良い（
第１５図（ｂ））。さらに、抵抗Ｒ２Ｘと抵抗Ｒ３ｘと
の間に接続されるインバータの数も１個以上の奇数個に
しても良い（第１５図（Ｃ））。

要するに、第７図（ａ）の回路構成に抵抗Ｒｚｘ＋　　
ＲｚＸを付加して高感度の発振回路を構成する場合には
、抵抗Ｒ２にと抵抗Ｒ３ｘとの間の接続点Ａにて電圧が
設定でき、この発振回路が磁気を受けた際に、Ａ点の電
位が変わるように抵抗Ｒｌ　ｘ””　Ｒ３Ｋに磁気抵抗
素子を用いれば良いのである。

尚、この場合には抵抗Ｒ２Ｘと抵抗Ｒ３Ｘとの比（Ｒ２
Ｘ／　Ｒ３Ｘ）が１以下になると、回路安定条件からは
ずれ発振しなくなるので、この比は１より大きくする必
要がある。又、抵抗ＲＩＸ、　　Ｒｚｘ＋　　Ｒ：ｌＸ
のうち少なくとも１つを磁気抵抗素子にて形成すれば、
周波数変調するものであるが、高感度にする場合にはそ
れらのうち少なくとも２つの抵抗を磁気抵抗素子にて形
成する必要がある。

■又、第２実施例において、ＲＩＭとＲＺＸ、　　ＲＺ
ＸとＲｆｆｘに磁気抵抗素子を用い、同時に変化させる
場合に、同率で変化させれば回路設計が容易になるが、
必ずしも同率に限定されることはない。

■上記各実施例では、発振回路を２個用いているが、３
個以上の発振回路を用い、それらからの出力を比較する
ようにしても良い。

■上記第１実施例においては、第２図に示したように絶
縁基板１ａの薄肉部１１にボンディングワイヤ１ｒを接
続することにより感度を向上しているが、これは第１６
図に示すような製法にて形成しても良い。

まず、第１６図（ａ）において、Ｓｉ基板１１の上に酸
化膜１ｍ（斜線部）を形成する。Ａ−Ａ線断面、Ｂ−Ｂ
線断面の形状は同図（ｂ）、　（Ｃ）のようになる。そ
の後、アルカリ系の異方性エツチングを施すと、同図（
ｄ）のようになり、薄肉部Ｉｎ、テーパ部１０、ｔｐが
形成される。同図（ｄ）において、Ａ−Ａ断面、Ｂ−Ｂ
断面の形状は、それぞれ同図（ｅ）。

（ｆ）となる。この絶縁基板を使用して磁気抵抗素子１
ｑと導電Ｎ１を形成した例を第１７図に示す。

磁気抵抗素子１ｑを厚肉部ＩＳにコ字状に形成する。導
電層１ｒは、絶縁基板の厚肉部ＩＳ、テーパ部ｉｐ、Ｆ
Ｅ肉部１ｎにわたって形成し、薄肉部ｉｎはにポンディ
ングパッド１ｔを設ける。同図（ａ）において、Ａ−Ａ
断面の形状を同図（ｂ）に、ＢＢ断面の形状を同図（Ｃ
）に示す。第１７図に示す実施例においては、薄肉部１
ｎの上のポンディングパッドＩもの周囲３面が厚肉部で
囲まれているので、ボンディングの際の薄肉部の強度が
第３図に示した実施例に比べて増大する。

さらに、絶縁基板上のポンディングパッド１ｔを絶縁基
板のテーバエッチを行わずに設けてもよい。

〔発明の効果〕 以上述べたように、本願の第１発明によると、広い使用
周囲温度範囲で安定して動作し、ＩＣ化に適する磁気検
出装置を提供できる。

さらに、第２発明によると、磁気検出感度を高めること
かできるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の磁気検出装置の構成図、
第２図はモールドチップ１の構成を表す断面図、第３図
（ａ）〜（ｄ）は薄肉部の形成方法を説明する為の断面
図、第４図は第１実施例の検出回路のブロック図、第５
図および第６図は第４図の回路におけるブロック出力信
号のタイミング状態を表すタイミングチャート、第７図
（ａ）は発振回路の一例を示す回路図、第７図（ｂ）は
第７図（ａ）における動作波形図、第８図はタイミング
比較器の一例を示す回路図、第９図はヒステリシス制御
回路の一例を示す回路図、第１０図はヒステリシス制御
回路の動作を表すタイミングチャート、第１１図は本発
明の第２実施例の磁気検出装置の検出回路のブロック図
、第１２図（ａ）は第２実施例の発振回路の回路図、第
１２図（ｂ）は第１２図（ａ）における動作波形図、第
１３図（ａ）、　（ｂ）は発振回路の感度特性の実験結
果を示す図、第１４図は本発明の磁気検出装置の他の構
成図、第１５図（ａ）、　（ｂ）、　（Ｃ）は第２実施
例の発振回路の他の回路図、第１６図（ａ）〜（ｆ）は
絶縁基板の薄肉部の他の製法を説明する為の図、第１７
図（ａ）〜（Ｃ）は第１６図の絶縁基板に磁気抵抗素子
と導電層を形成した例を示す図、第１８図は従来型のセ
ンサの回路図、第１９図（ａ）は第７図（ａ）の回路に
おけるＨ点の充放電の様子を示す図、第１９図（ｂ）は
第１２図（ａ）の回路におけるＤ点の充放電の様子を示
す図、第２０図は抵抗比Ｒ２／Ｒ，と感度との関係を示
す図である。 １・・・モールドチップ、ｌａ・・・絶縁基板、ｌｂ・
・・磁気抵抗素子、ｌｃ・・・導電層、１ｆ・・・ボン
ディングワイヤ、ｌｉ・・・薄肉部、１０．２０・・・
磁気抵抗素子、３０．４０・・・発振回路、５０．６０
・・・カウユノタ、７０・・・タイミング比較器、３１
，３２，３３　４１．４２．４３・・・インバータ＋　
　ＲＩＸ＋　　Ｒ２ｘＲ３，Ｒ，、Ｒ２，Ｒ３・・・抵
抗、３５．４５・・・コンデンサ。 筑１図 第２図 （ｄ） 簗 図 １６＼ 第 図 第 図 第 図 Ｒ２Ｘ／ＲＩＸ ＲＩＸ　　＝　　２にΩ （ｄ） Ｒ２Ｘ／Ｒ：ＩＸ Ｒｒｘ＝ＩＫｆｌ 第 図 第 図 （Ｃ） ＠１７　　図 第 図 ５２’／

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）その回路構成に磁気抵抗素子を有した発振回路を
   少なくとも１個設け、該発振回路と他の発振回路の発振
   周波数を比較することにより、磁気状態を検出するよう
   にしたことを特徴とする磁気検出装置。
2. （２）前記発振回路と他の発振回路は、インバータを奇
   数個直列に接続し、第１段のインバータの入力と最終段
   のインバータの出力を第１の抵抗を介して接続し、前記
   第１段のインバータの入力からコンデンサと第２の抵抗
   を直列に介して第ｎ（ｎは前記奇数個またはそれより小
   さい奇数）段のインバータの出力に接続し、前記コンデ
   ンサと前記第２の抵抗の接続点から（第２の抵抗値より
   も小さい抵抗値を有する第３の抵抗を介して第ｍ（ｍは
   前記インバータの前記奇数個より小さい偶数））段のイ
   ンバータの出力に接続した回路構成であり、前記磁気抵
   抗素子を有した発振回路は、前記第１の抵抗、第２の抵
   抗及び第３の抵抗のうち少なくとも２つに磁気抵抗素子
   を使用し、磁気を受けると前記第２の抵抗と前記第３の
   抵抗の接続点の電位が変化するようにした請求項１記載
   の磁気検出装置。