JPH02260905A - 高周波電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 半導体デバイスを用いたＦ級増幅器による高周波電力増
幅回路の高効率化に関し、 偶数次高調波で本質的にショートとなる二つの前記Ｂ級
プッシュプル増幅器を並列接続し、それぞれから出力さ
れる奇数次高調波をオープンにし基本波のみを増幅する
Ｆ級増幅器の提供を目的とし、 高周波信号を入力して互いに位相の反転した二つの信号
を出力する第一位相反転回路と、入力する二つの高周波
信号を合成する出力電力合成回路との間に、前記第一位
相反転回路の一方の出力を前記第一位相反転回路と同一
構成をもった第二位相反転回路に入力して互いに位相の
反転した二つの出力を生成し、該二つの出力をプッシュ
プル接続された二つの半導体３端子素子のそれぞれに入
力して全ての偶数次高調波成分を二つの半導体３端子素
子の接続点Ａにおいて短絡状態にする全偶数次高調波シ
ョート回路と、前記接続点Ａに対してλ。／４の電気長
をもって直列接続されたλ０／４分布定数線路と、前記
λ０／４分布定数線路の出力端Ｂに対してλ。／２の電
気長をもって並列接続し、全奇数次高調波に対し高域フ
ィルタとなるλ０／２分布定数線路と、前記出力端Ｂに
直列接続して基本波のみを通す帯域フィルタと、前記幣
域フィルタに直列接続して基本波に対してインピーダン
ス整合をとり、かつ整合された二つの信号を出力電力合
成回路に入力する整合回路、の二つの回路をそれぞれ並
列に接続し、全偶数次高調波シシート回路のそれぞれの
接続点Ａにおいて、全偶数次高調波に対して短絡かつ全
奇数次高調波に対して開放の条件を満たす事により、前
記第一位相反転回路に入力する高周波入力の中の基本波
のみを増幅するように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、半導体デバイスを用いたＦ級増幅器による高
周波電力増幅回路の高効率化に関する。

携帯無線電話や人工衛星等において、使用されている機
器の低消費電力化が重要である。例えば、携帯無線電話
においては、低消費電力化に伴って電池の寿命を著しく
改善できる。同様に人工衛星においても、通信機器の低
消費電力化により発生熱量を低減でき、放熱系の重量を
軽減できる。このため人工衛星の打ち上げ費用の削減が
可能になる。これらの機器のうち、消費電力、発熱量の
点でシステムへのインパクトが最も大きいものは高周波
電力増幅器であると考えられる。このことがら高周波電
力増幅器の高効率化が最重要になる。

〔従来の技術〕

従来、人工衛星に使用されているマイクロ波帯の高周波
電力増幅には、電力効率の点で半導体デバイスを用いた
固体化電力増幅器よりも有利な進行波管が多く用いられ
ている。しかし進行波管は、寿命と信頬性の点で半導体
に劣るため、進行波管と同等もしくはそれ以上の効率を
もつ固体化増幅器の出現が望まれている。また携帯無線
機においては、小型と軽量化のために固体化電力増幅器
が従来より用いられており、特にＦ、Ｈ，ラーブ氏が提
案した、［電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと称す）
を電力増幅器に使って送信機の効率を上げる、日経エレ
クトロニクス、１９７６、８．２３ＪのＦ級増幅器の開
発が活発となっている。

第５図にＦ、Ｈ，ラーブ氏が提案したＦ級増幅器の原理
を示す図を従来例として示した。第５図中、図（ａ）は
回路図、図（ｂ）はＦＥＴの動作を示す電圧Ｖと電流ｉ
である。図中、Ｑｌは高周波正弦波を増幅するＦＥＴ、
■ｄｄは該ＦＥＴの直流電源、Ｌ、は直流電源■、ｄよ
り流れる電流を一定にするチョークコイル、Ｚはλ０／
４分布定数線路（但し、λ。は基本波の波長）、ｃｏは
キャパシタ、しわはインダクタンスであり、Ｃ０とＬｏ
にて共振周波数ｒｏ　　（但しｆｏは基本周波数）の共
振回路を形成している。またＲＬは負荷抵抗である。更
にＡ点はＦＥＴの出力点、Ｂ点は負荷ＲＬの入力点であ
る。

Ｆ級増幅器の動作の基本原理は、第５図（ｂｌに示すよ
うにＦＥＴのＱ、の入力のゲートバイアスをＢ級とする
動作点にしてデバイスに流れる流通角を１８０　”とし
、ＦＥＴの出力の点Ａから負荷回路側をみたインピーダ
ンスは、増幅する基本周波数に対してはＣ０とＬｏを並
列共振させてインピーダンスを無限大としてλＯ／４分
布定数線路Ｚと負荷抵抗ＲＬに整合条件を作って、負荷
抵抗ＲＬへの電力供給をする。また偶数次高調波に対し
ては、λ０／４分布定数線路Ｚがｎ・λ、ｌ／２（但し
ｎ＝１．２，３．・・・　λ７　；各偶数次高調波（２
倍波、４倍波、６倍波・・・）における波長〕に等価の
線路となり、かつＣ０とＬｏがショート点（アースへの
短絡点、以下同様）となることから点Ａはショートにみ
見えるようにし、同様に奇数次高調波に対しても点Ａか
らは等比的にオープン点（アースからの開放点、以下同
様）に見えるようにする事により高調波をカットするす
るようにする。

従って基本波のみが増幅され、かつＦＥＴのドレインと
ソース間に加わる高周波電圧Ｖを矩形波状にし、またＦ
ＥＴに流れる高周波電流ｉを半波整流波状にすることに
より、電流が流れている時は電圧を零にしてＦＥＴ内部
の電力消費を無くする回路構成として、効率１００％を
達成するものである。Ｆ級とするための負荷回路は、Ｆ
、Ｈ，ラーブ氏の提案によれば、第５図（ａ）に示すよ
うにＦＥＴのＱｌの出力点Ａと負荷抵抗ＲＬＯ間にλ。

／４の電気長をもつ分布定数線路Ｚを接続し、さらに負
荷抵抗ＲＬと並列に基本周波数ｒ０のＣｏ、Ｌ。

の並列共振回路を接続することで実現できるとしている
。

しかしながら、第５図の回路をマイクロ波帯の高周波に
用いるときは、並列共振回路Ｃｏ、Ｌｏの選択度Ｑが低
いため、点Ｂは全高調波に対してはショートとはならず
、従って全高調波に対して上記の偶数次高調波ではショ
ート、奇数次高調波でオープンの条件を実現するのは難
しく、模擬的なＦ級動作をさせているに過ぎない。

第６図にＦ級増幅器の他の例を示す図として、千葉氏ら
が発表しているＦ級増幅器（ｒ９００　ＭＨｚ帯ＧａＡ
ｓ高効率増幅器」、電子通信学会研究会、ＭＷ８３−２
１　ＰＰ、５７−６２）を引用する。

第６図中、Ｑｌ　％　Ｖ４４、Ｌｃ及びＲＬについては
第５図と同一である。またＺ　ｔ　、　Ｚ　ｚはλ（１
／１２の電気長をもつ分布定数線路、Ｚ、はλ。／６の
電気長をもつ分布定数線路、Ｚ４はλ。／８の電気長を
もつ分布定数線路である。第６図の回路において、基本
波の場合、分布定数線路のＺｌ　と２３の電気長はλ。

／４となり、ＦＥＴの点Ａは整合している。

第２高調波の時は、Ｚ４の先端が開放端であるため短絡
線路となり、負荷抵抗ＲＬの両端はシ日−トとなって出
力点Ａからはショートに見える。なお３倍波では、Ｚ２
の先端が開放端であるから短絡線路となり、点Ａからは
オープンに見える。しかし、４倍波以上では、分布定数
線路Ｚｒ、Ｚｔ、Ｚｓはオープン条件やショート条件を
作らず、従って出力点Ａがショート及びオープンに見え
る条件は存在しない。即ち第６図の回路は第２高調波と
第３高調波のみを考慮しているに過ぎず、完全なＦ級動
作とはなっていないため、従って十分に貰効率化された
回路であるとは言いがたい。

〔発明が解決しようとする課題〕

従って上記したように従来例のＦ級増幅器は、特に高周
波帯において完全なＦ級動作になっていないという問題
がある。

本発明は、偶数次高調波で本質的にショートとなる二つ
の前記Ｂ級プッシュプル増幅器を並列接続し、それぞれ
から出力される奇数次高調波をオープンにし基本波のみ
を増幅するＦ級増幅器の提供を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明では第１図に示すように、高周波信号を入力して
互いに位相の反転した二つの信号を出力する第一位相反
転回路１と、入力する二つの高周波信号を合成する出力
電力合成回路７との間に、前記第一位相反転回路１の一
方の出力を前記第一・位相反転回路ｌと同一構成をもっ
た第二位相反転回路２１に入力し、て互いに位相の反転
した二つの出力を生成し、該二つの出力をプッシュプル
接続された二つの半導体３端子素子Ｑ、、　Ｑｚのそれ
ぞれに入力して全ての偶数次高調波成分を二つの半導体
３端子索子Ｑ、、Ｑ、の接続点Ａにおいて短絡状態にす
る全偶数次高調波ショート回路２と、前記接続点Ａに対
してλ。／４の電気長をもって直列接続されたλ０／４
分布定数線路３と、前記λ０／４分布定数線路３の出力
端Ｂに対してλ。／２の電気長をもって並列接続し、全
奇数次高調波に対しての高域フィルタとなるλ０／２分
布定数線路４と、前記出力端Ｂに直列接続して基本波の
みを通す帯域フィルタ５と、前記帯域フィルタ５に直列
接続して基本波に対してインピーダンス整合をとり、か
つ整合された二つの信号を出力電力合成回路７に入力す
る整合回路６、の二つの回路をそれぞれ並列に接続し、
全偶数次高調波ショート回路２のそれぞれの接続点Ａに
おいて、全偶数次高調波に対して短絡かつ全奇数次高調
波に対して開放の条件を満たす事により、前記第一位相
反転回路１に入力する高周波人力の中の基本波のみを増
幅するように構成する。

〔作　用〕

本発明では第１図に示すように、第一位相反転回路１に
対して、第二位相反転回路２１とプツシｊ。

プル接続の二つの半導体３端子素子Ｑ　Ｉ、Ｑ　ｚを並
列接続し、該半導体３端子素子の接続点Ａにおいて偶数
次高調波でショート条件を満たすようにする。更に、前
記二つの半導体３端子素子の接続点Ａにおいて二つのλ
。／４分布定数線路３ａ、３ｂを直列接続し、また前記
λ０／４分布定数線路３のそれぞれの出力点Ｂにおいて
λ０／２分布定数線路４ａ、４ｂを並列に接続して、奇
数次高調波において前記出力点Ｂのそれぞれがショート
点に見えるようにして出力点Ａがオープン条件を満たす
ようにする。

従って第一位相反転回路１からの１８０　　’位相差を
持って出力された信号は、λ０／４分布定数線路３ａ、
帯域フィルタ５ａ、整合回路６ａ、およびλ０／４分布
定数線路３ｂ、帯域フィルタ５ｂ、整合回路６ｂを通り
、出力電力合成回路７にて位相合成された信号として出
力される。

〔実　施　例〕

第２図は本発明の高周波増幅回路を示す図である。また
第３図は、第２図の本発明に用いた全偶数次高調波ショ
ート回路を示す。第２図中、１は入力を互いに１８０　
　”異なる位相に反転し出力する第一位相反転回路、２
１ａ、２１ｂは第一位相反転回路１からの入力を互いに
１８０　　’異なる位相に反転し出力する第二位相反転
回路、またｑ、、、ｑ、、およびＱ、、、Ｑ、ｂは例え
ば電界効果トランジスタ等の半導体３端子素子である。

そして半導体３端子素子Ｑ、、、Ｑ、、と第二位相反転
回路２１ａ、及び半導体３端子素子Ｑ、ｂ、Ｑ、、と第
二位相反転回路２１ｂにより全偶数次高調波ショート回
路を構成している。なおＣｍ、Ｃｍは直流を遮断するコ
ンデンサ、Ｖｄｄは直流電源であり、Ｌ−、Ｌｂは直流
電源Ｖｄｄより流れる電流を一定にするチョークコイル
である。更に３ａ、３ｂはＡ０／４分布定数線路、４ａ
、４ｂはλ。／２分布定数線路、５ａ、５ｂは基本波成
分のみを通過させる帯域フィルタ、６ａ、　６ｂは基本
波にインピーダンス整合する整合回路、７は二つの入力
を同相に調整する出力電力合成回路である。なお第２図
の本発明の回路は、入力及び出力に対し互いに並列の回
路を構成している。

第３図は、第２図において示した半導体３端子素子Ｑ、
、、Ｑ、、と第二位相反転回路２１ａ、または半導体３
端子素子Ｑ、ｂ、　Ｑ２１．と第二位相反転回路２１ｂ
よりなるそれぞれの全偶数次高調波ショート回路の部分
を示してあり、第２図Ｇ；示す並列部分のサフィックス
記号ａＳｂは省略しである。

第３図（ａｌの全偶数次高調波ショート回路は、基本波
ではそ孔ぞれがプッシュプル動作である。入力が基本波
のときには第３図（ａ）に示す如く、例えばＱ、がオン
（流通角が１８０”）となる時Ｑ２はオフ、逆にＱ、が
オフになる時Ｑ２はオン（流通角が１８０　°）の動作
を交互に繰り返している。いま基本波が入力して、Ｑ、
がオンの時にはＱ２はオフとなり、電流はＶａｄ−Ｑｌ
→Ｃ−ＲＬの方向に流れ、ＣにＶｔ＋ａ電圧をチャージ
する。次にＱ２がＱ、より１８０　°遅れてオンになる
と、Ｃのチャージ電圧は電源として働き電流をＲ，−Ｑ
、−ア−スの方向に流す。以下この動作を交互に繰り返
し、点Ａは電力の供給点として動作し整合条件を満足し
なからＲ４には全期間の間を電流が流れる。

また第２次高調波の時には第３図（ｂｌに示す如く、基
本波の１８０　’は第２次高調波の３６０　”に見える
ため第二位相反転回路２１の出力は互いに同相に見える
ようになって、ＱｌとＱ２は基本波の０６〜９０”と１
８０　〜２７０＠の期間に同時にオンとなって、点Ａで
は電圧は零となるが電流は流れ、また他の期間はＱ、と
Ｑ２共にオフとなって電圧と電流は共に零になる。従っ
て偶数次高調波では、ＱＩとＱ２接続点Ａは、電圧の発
生はないが電流の流れるショートの条件を満たしている
。

第２図は、本発明の高周波電力増幅回路を示す図である
。第３図に示すように、第一位相反転回路１を介して、
半導体３端子素子Ｑ、、Ｑ、と第二位相反転回路２１よ
りなる二つのそれぞれの回路を並列接続し、更に回路構
成を工夫することにより、全ての奇数次高調波において
接続点Ａと接続点Ａ”がオープンの条件を満たすように
するものである。

第２図においては、第一位相反転回路１によって１８０
　°の位相差をもった二つの等振幅信号は、第３図にて
説明したように全ての偶数次高調波で、Ｑｌ、とＱ２ａ
と第二位相反転回路２１ａについてはＡ点がショート、
またＱｌｂとＱ。と第二位相反転回路２１ｂについては
Ａ“点がショートにそれぞれ見える回路に入力する。従
って点Ａと点Ａ゛には基本波と奇数次高調波の成分が表
れる。これら基本波と奇数次高調波のそれぞれの成分は
、λ０／４分布定数線路３ａ、　３ｂの二つの経路を通
って、点Ｂと点Ｂ”に至り、基本波と奇数次高調波に分
離する。

基本波においては、帯域フィルタ５ａと整合回路６ａ及
び帯域フィルタ５ｂと整合回路６ｂのそれぞれを通って
出力電力合成回路７に至り、１８０　　″の位相合わせ
が行われ同相に合成されて出力される。

なお奇数次高調波では、λ０／２分布定数線路４ａとλ
０／２分布定数線路４ｂの接続される点Ｃはショート点
となるために点Ｂと点Ｂ′はショート点と見え、従って
奇数次高調波では点Ａと点Ａ゛はオーブン点となって、
Ａと点Ａ゛からの出力はない。

第４図は、本発明による高周波電力増幅回路のと他の例
を示す図である。図中、第２図と同一構成のものは同一
番号で示してあり、１０は第一位相反転回路１に対応し
た第一ハイブリッド、Ｉｌａは第二位相反転回路２１ａ
に対応した第二ハイブリッド、ｌｌｂは第二位相反転回
路２１ｂに対応した第三ハイブリッド、１２は出力電力
合成回路７に対応した第四ハイブリッドである。各々の
ハイブリッド１０、　ｌｌａ、　ｌｌｂ、１２は、抵抗
Ｒを接続することによって入力の位相に対してλ。／４
と３λ。／４の位相（つまり１８０６位相差）を持つ。

第４図の回路は第２図の回路と同様の動作をし、点Ａと
点Ａ′で偶数次高調波がショートで奇数次高調波がオー
ブンとなる。従って基本波は、λ０／２分布定数線路４
ａ、４ｂを通り、帯域フィルタ５ａ、５ｂ及び整合回路
６ａ、６ｂをそれぞれ通り、第四ハイブリッド１２で二
つの信号の合成を行い出力される。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように本発明によれば、半導体
３端子素子の接続点において全偶数次高調波に対してシ
ョート、全奇数次高調波に対してオープンとなり、高効
率動作の条件を完全に満足することができる。従って、
従来の模擬的な高効率動作よりもさらに高効率を図るこ
とができ、携帯電話、衛星搭載機器等の低消費電力化が
可能となり、その軽量化ひいてはシステムに貢献すると
ころが大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理構成を示す図、 第２図は本発明の高周波電力増幅回路を示す図、第３図
は全偶数次高調波ショート回路を示す図、第４図は本発
明による高周波電力増幅回路の他の例を示す図、 第５図は従来例のＦ級増幅器の原理を示す図、第６図は
従来のＦ級増幅器の他の例を示す図、である。 図において、 １は第一位相反転回路、 ２ａ、’ｌｂは全偶数次高調波ショート回路、Ｑ　ｔ　
、　Ｑ　ｚは半導体３端子素子、２１は第二位相反転回
路、 ３ａ、３ｂはλ０／４分布定数線路、 ４ａ、４ｂはλ０／２分布定数線路、 ５ａ、５ｂば帯域フィルタ、 ６ａ、６ｂは整合回路、 ７は出力電力合成回路、 を示す。 代理人　弁理士　　井　桁　貞　− に森 ゼ９ べＱ （基４坂＾場金） （オ２高ｆＡ飛−横合） づｉイＪ５噌内と〉友ａａ３慶〕・コート、回路ε木１
「ｃンゴ第３図 （Ｃ１ｌ ■出 従葦例めＦ薮理喝ふ祷１昧す（２） 第５図 従来／ＩＦ級を訃１１化の例９オフ図 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 高周波信号を入力して互いに位相の反転した二つの信号
   を出力する第一位相反転回路（１）と、入力する二つの
   高周波信号を合成する出力電力合成回路（７）との間に
   、 前記第一位相反転回路（１）の一方の出力を前記第一位
   相反転回路（１）と同一構成をもった第二位相反転回路
   （２１）に入力して互いに位相の反転した二つの出力を
   生成し、該二つの出力をプッシュプル接続された二つの
   半導体３端子素子（Ｑ＿１、Ｑ＿２）のそれぞれに入力
   して全ての偶数次高調波成分を二つの半導体３端子素子
   （Ｑ＿１、Ｑ＿２）の接続点Ａにおいて短絡状態にする
   全偶数次高調波ショート回路（２）と、 前記接続点Ａに対してλ＿０／４の電気長をもって直列
   接続されたλ＿０／４分布定数線路（３）と、前記λ＿
   ０／４分布定数線路（３）の出力端Ｂに対してλ＿０／
   ２の電気長をもって並列接続し、全奇数次高調波に対し
   ての高域フィルタとなるλ＿０／２分布定数線路（４）
   と、 前記出力端Ｂに直列接続して基本波のみを通す帯域フィ
   ルタ（５）と、 前記帯域フィルタ（５）に直列接続して基本波に対して
   インピーダンス整合をとり、かつ整合された二つの信号
   を出力電力合成回路（７）に入力する整合回路（６）と
   、 の二つの回路をそれぞれ並列に接続し、全偶数次高調波
   ショート回路（２）のそれぞれの接続点Ａにおいて、全
   偶数次高調波に対して短絡かつ全奇数次高調波に対して
   開放の条件を満たす事により、前記第一位相反転回路（
   １）に入力する高周波入力の中の基本波のみを増幅する
   ようにした事を特徴とする高周波電力増幅回路。