JPH02260712A

JPH02260712A - スイッチ回路

Info

Publication number: JPH02260712A
Application number: JP7824789A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Wada; 雅行和田; Koichi Suda; 晃一須田; Hitoshi Matsuzaki; 均松崎; Shoichi Ozeki; 正一大関
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Haramachi Electronics Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Priority date: 1989-03-31
Filing date: 1989-03-31
Publication date: 1990-10-23
Anticipated expiration: 2012-01-08
Also published as: JP2569170B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、Ｐチャンネル導電型ＭＯＳを用いた半導体ス
イッチ回路に係り、特にＰチャンネルＭＯ８が高圧、大
電流出力を目的とするような半導体集積回路に好適な出
力回路に関する。

〔従来の技術〕

自動車においては、近年そのワイヤリングハーネスの重
量を軽減させる目的から、および、スイッチの電子化を
進める一環として、リレーの半導体化が迫めら九でいる
。負荷とスイッチの接続位５！関係から、第４図（ａ）
に示すように、スイッチが電流供給（電流ソース）動作
を行うものと。

電流引抜き（電流シンク）動作を行うものに大別できる
。第４図の様に、電源供給端子を紙面の上側に置き、接
地端子を紙面の下側に置いた時、第４図（ａ）は、スイ
ッチ１が負荷３の上側に設置されているので、ハイサイ
ドスイッチと呼ば九、第４図（ｂ）は、スイッチ１１が
負荷３の下側に設置されているので、ローサイドスイッ
チと一般的に呼ばれている。第４図（ａ）のハイサイド
スイッチでは、負荷３の一端が、接地電位に接続される
のに対し、第４図（ｂ）のローサイドスイッチでは、直
流電源工に一端が接続されている。このため、第４図（
ａ）のハイサイドスイッチが一般的に使用される。

電子化スイッチの場合、このスイッチに流れる電流があ
る設定値以上となった時、自動的にこのスイッチをオフ
させるような過電流保護回路を内蔵させることが一般的
である。このような保護機能を持たせ得ることが９機械
的リレーを電子化する目的の一つともなっている。この
機能のためには、比較器によって設定値とスイッチに流
れる電流を比較動作することが必要である。従来、比較
器は、接地電位を基準としたロジック用電源で動作して
おり、一方ハイサイドスイッチの電流検出出力は、スイ
ッチの一端が、電源電圧ＶＤＤに接続されているので、
電源電圧ｖＤＤによって変化するフローティング出力で
ある。このため、ハイサイドスイッチの電流検出出力を
接地電位を基準とする電流検出出力に変換する必要があ
る。この変換が容易でないことから、従来、電位固定の
必要のない電流のみの比較で行うことが使用されていた
。

すなわち、スイッチに流れる電流をカレントミラー回路
によって（１）式のミラー比の微小検出出力電流に変換
し、この電流と基準電流とを比較する方法である。

Ｓｏ　；出力ＭＯ３のゲート面積Ｓｏ　；電流検出用小型ＭＯＳトランジスタのゲート面
積この例として、ＰＣＩＭ　’８８国際会議（１９８８年
１２月東京にて開催）予稿集インテリジェント編３５ペ
ージ、第６図が代表的である。これは、ソースまたはド
レーンのどちらか一方、およびゲートを共通接続した出
力ＭＯＳトランジスタと同一構造の小型ＭＯＳトランジ
スタをカレントミラー回路として使用するものである。

第４図（ｂ）に示すローサイドスイッチの場合、モトロ
ーラ社技術資料Ａ　Ｒ１６０Ｓ　”ＬｏｓｓｌｅｓｓＣ
ｕｒｒｅｎｔ　Ｓｅｎｓｉｎｇ　ｔ＋＋ｉｔｈ　５ｅｎ
ｓｅＦＥＴｓ　ＥｎｈａｎｃｅｓＭｏｔｏｒ　Ｄｒｉｖ
ｅ”　１９８６年（ＰＣＩＭ’８６　４月のりプリント
版）第１図に示されているようにカレントミラー用小型
ＭＯＳトランジスタのソース端子に、抵抗を接続するこ
とが行なわれている。

これによって検出出力電流を接地電位を基準とする電圧
に変換することができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

第４図（ａ）に示すハイサイドスイッチの電流検出をカ
レントミラー回路を用いて行なう場合には、主たる適用
対象がｉ動車用であることがら直流電源Ｖｏｏが鉛蓄電
池であり、その出力電圧の変動が大きく普通乗用車を例
に採れば１２±４（ｖ）まで変動する。このような電圧
変動に拘わらず、式（１）のカレントミラー比及び基準
電流を一定に保つことは極めて困難であった。

また、第４図（ｂ）に示すローサイドスイッチに採用さ
れている電流検出法即ちカレントミラー用ＭＯＳトラン
ジスタのソース端子に抵抗を接続する方法をハイサイド
スイッチに適用することが考えられるが、その場合には
検出電圧が電源電圧ｖＤＤに依って変化するという不都
合があり、この検出電圧を使って過電流保護を正確に行
うことができないという問題点があった。

本発明の目的は、上述の問題点を解消した新規なスイッ
チ回路を提供することにある。

本発明の目的を具体的に言えば、電源電圧の変動に拘わ
らずハイサイドに配置されたＭＯＳトランジスタの電流
検出を正確に行ない得るようにしたスイッチ回路を提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

かかる目的を達成する本発明スイッチ回路の特徴とする
ところは、主ＰチャンネルＭＱＳトランジスタに流れる
電流を電源電圧を基準とした電圧として検出する検出手
段と、電源電圧を基準にして電源電圧の変動とは無関係
に一定値を有する基準電圧を得る基準電圧生成手段と、
検出手段からの検出電圧と基準電圧生成手段からの基準
電圧とを比較して検出電圧をロジック電圧に変換する電
源電圧を基準にして電源電圧で動作する比較手段と、比
較手段からのロジック電圧を接地電位を基準とする検出
電圧に変換する手段と、を具備する点にある。

〔作用〕

本発明スイッチ回路は、検出手段、基準電圧生成手段及
び比較手段のいずれもが電源電圧を基準にして動作する
構成となっているため、電源電圧の変動に無関係にロジ
ック電圧が得られる。このロジック電圧を接地電位を基
準とした検出電圧に変換して主ＰチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタの過電流保護のための信号とするが、この信号
が電源電圧の変動の影響を受けないため常に正確な過電
流保護を行なうことができる。

〔実施例〕

以下１本発明を実施例として示した図面により詳細に説
明する。

第１図は本発明スイッチ回路の一実施例を示す回路図で
ある０図において、１はソースが直流電源２の陽極に、
ドレインが負荷３を介して直流電源２の陰極にそれぞれ
接続されたハイサイドスイッチとしての主Ｐチャンネル
ＭＯＳトランジスタ、４はソースが電流を電圧に変えて
検出する手段５としての抵抗５１を介して主Ｐチャンネ
ルＭＯＳトランジスタ１のソースに、ドレインが主Ｐチ
ャンネルＭＯＳトランジスタ１のドレインにそれぞれ接
続され、主チヤンネルＭＯＳトランジスタ１より小電流
容量を有するバイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジス
タで、両ＭＯＳトランジスタ１゜４によりカレントミラ
ー回路を構成している。６は直流電源２の両端に抵抗６
５を介して接続した基準電圧発生手段で、整流方向を逆
にして直列接続されたゼナーダイオード６１とダイオー
ド６２に直列接続した抵抗６３．６４を並列接続した構
成となっている。７は入力端の一方がバイパス用Ｐチャ
ンネルＭＯＳトランジスタ４と抵抗５１との接続点に接
続され、他方が抵抗６３と抵抗６４の接続点に接続され
、直流電源２の電圧Ｖｏｏ（電源電圧）を基準にして電
源電圧で動作する比較器、８は直流電源の両端に接続さ
れたＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１と抵抗８２の
直列接続構成からなる変換手段で、ＰチャンネルＭＯＳ
トランジスタ８１のゲートは比較器７の出力端子に、ソ
ースは直流電源１の陽極に、ドレインは抵抗８２にそれ
ぞれ接続されている。９は直列接続されて直流電源２の
両端に接続された抵抗９１゜９２及びＮチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタ９３と。

ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１と抵抗８２との接
続点に入力端子が接続されたインバータ９４と、入力端
子の一方がインバータ９４の出力端子に接続され、他方
が制御信号入力端子Ｃに接続され、出力端子がＮチャン
ネルＭＯＳトランジスタ９３のゲートに接続されたＡＮ
Ｄ回路９５とからなり、抵抗９１と抵抗９２との接続点
が主チヤンネルＭＯＳトランジスタ１及びバイパス用Ｐ
チャンネルＭＯＳトランジスタ４のゲートに接続された
制御入力端子Ｃに付与される両ＭＯＳトランジスタ１，
４のゲート信号をオン・オフ制御する回路である。

ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１と同一構造で小型の
バイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ４とで構成
する回路のカレントミラー比は、次式となる。

Ｉｏ　　　Ｓ。

ここで、Ｓｏ、Ｓｏは（１）式の値である。抵抗５１に
よって検出される電圧Ｖｏは抵抗５１の値をＲｏとする
とより−Ｒｏとなる。ゼナーダイオード６１とそれに直
列接続されたダイオード６２とで、約６〜７ｖの電圧を
発生する。この電圧は直流電源１の電圧が変動しても一
定値で、電源電圧を基準にしている。ダイオード６２は
、ゼナーダイオード６１の動作電圧の温度補償のために
設けられている。比較器７は、その電源供給端子が基準
電圧発生手段６と並列に接続されている。このため、比
較器７は、その構成素子がＣ−ＭＯＳトランジスタのよ
うに電流消費が小さいものを使用する必要がある。ハイ
サイドスイッチ１の短絡保護のためには、このスイッチ
１の出力電流Ｉｏがある規定値を越えた時、スイッチ１
をオフするように制御する必要がある。このためには、
第１図の回路において、ゼナーダイオード６１とダイオ
ード６２の両端の電圧Ｖｚを抵抗６３．６４で分圧した
電圧Ｖｐを、（３）式のように選定しておくだけでよい
。

Ｖｐ　＝　Ｒｏ　Ｉ　ｏｔ　　　　　　　　　　　　−
（３）ＩＤ１：負荷電流が、短絡保護設定値となった時
の電流検出出力電流Ｉｏの増加とともに比較器７の出力は、電源電圧ＶＤＤ
にほぼ等しい値から、（ＶＤＤ−ＶＺ　）に変化し、こ
れによってＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１が、オ
フからオンに変化する。この場合、インバータ９４およ
びＡＮＤ回路９５の動作によって、制御入力端子Ｃがハ
イレベルであっても、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
９３はオフとなり、ハイサイドスイッチ１はオフとなる
０以上、説明してきたように、電源電圧ｖＤＤを基準と
して発生した電流検出出力電圧Ｖｏと、電源電圧ｖＤＤ
を基準として設定された電圧Ｖｐとの比較を、電源電圧
■ＤＤを基準として直流電源で動作する比較器７で比較
するというのが、本発明である。しかも比較器７によっ
て電流検出出力電圧はロジック電圧に変換されている。

そこで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１は、電源
電圧Ｖｐ口を基準とした比較器７の出力電圧を接地電位
を基準とした電位に変換する働きを行っているが、この
変換は、従来のように電源電圧ｖＤＤの電圧変動に依存
しない、論理素子９４および９５は、接地電位を基準と
した５ｖ電源で動作させる。以上説明してきたように、
電流検出出力から比較器出力までの各出力電圧および、
これら動作素子の電源をすべて直流電源２とすることに
よって、ハイサイドスイッチ１の短絡保護設定を電源電
圧ｖＤＤの変動に影響されることなく安定に行うことが
できる。

第１図の実施例では、カレントミラー回路で検出した電
流Ｉｏを電圧に変換するための抵抗５１を挿入している
ため、ハイサイドスイッチ１と、電流検出用のバイパス
用ＭＯＳトランジスタ４のドレーン−ソース間電圧が異
なり（２）式に示すよう実用上は殆んどの場合影響ない
が、問題点がある。第２図は、この問題点を解決する本
発明の他の実施例であって、電流電圧変換用の抵抗５１
の代りに演算増幅器５２及びフィードバック素子として
の抵抗５３を使用している。演算増幅器５２の入力端子
の一方はバイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ４
のソースに、他方は直流電源２にそれぞれ接続され、出
力端子は比較器７の入力端子に接続されている。演算増
幅器５２の基本的性質である「加算点電圧の制限」によ
って電流検出用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ４の
ソースは、電源供給端子に接続したと同様となる。この
結果、次式（４）が成立する。

Ｓｏ＞Ｓ。

演算増幅器５２の電源供給は、第１図における比較器７
と同様に電源電圧Ｖｏｎを基準としたゼナー電圧Ｖｚに
よって供給される。

この実施例によれば、第１図に示す実施例よりバイパス
用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ４に流れる電流即ち
主ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１に流れる電流を正
確に検出することができる。

第３図は、第１図に示す実施例において基準電圧生成手
段６を改良した更に他の実施例で、ゼナーダイオード６
１とダイオード６２の直列接続回路の代りにゼナーダイ
オード６６と抵抗６７の直列接続回路を使用すると共に
、この直列接続回路にバイポーラトランジスタ６８を並
列接続し、そのベースをゼナーダイオード６６と抵抗６
７の接続点に接続した構成としている。この構成によれ
ば、ゼナーダイオード６６に多くのバイアス電流を流す
ことなく、多く電流を比較器７に供給することができる
。

以上は本発明を代表的な実施例により説明したが、本発
明はこれら実施例に限定されること種々の変形が可能で
ある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、電源電圧の変動に拘わらずハイサイド
に配置されたＭＯＳトランジスタの電流検出を正確に行
なうことができる。また、このため検出した電流を使っ
た過電流保護も正確に行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明による短絡電流保護機能を持ったハイ
サイドに配置されるスイッチ回路を示す概略図、第２図
は本発明の他の実施例を示す概略図、第３図は本発明の
更に他の実施例を示す概略図、第４図は従来のスイッチ
回路を示す概略図である。１・・・ハイサイドスイッチ、２・・・直流電源、３・
・・負荷、４・・・バイパス用ＰチャンネルＭＯ８）−
ランジスタ、５・・・検出手段、６・・・基準電圧生成
手段、７・・・比較器、８・・・変換手段、９・・・制
御する手段。第（ａ）

Claims

【特許請求の範囲】１、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタを出力素子とした
ハイサイドスイッチにおいて、このＭＯＳトランジスタ
とカレントミラー回路を構成する小型ＰチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタの高電位端と直流電源間に抵抗を挿入し
、この抵抗の電位と直流電源を基準電位として設定され
た電位との比較を直流電源の電位を基準電位として動作
する電圧比較器によつて行うことを特徴とする短絡保護
機能を持つたスイッチ回路。２、直流電源の陽極側と負荷との間にソース・ドレイン
が接続され、外部からの制御信号によりオン・オフ制御
される主ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、主ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン
間にソース・ドレインが接続され、主ＰチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタと同一の制御信号によりオンオフ制御さ
れ、主ＰチャンネルＭＯＳトランジスタより小電流容量
を有するバイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと
、バイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタに流れる
電流を電圧に変換して検出する検出手段と、直流電源の陽極側に接続され、直流電源の電圧変動とは
無関係に一定値を有する基準電圧を得る基準電圧生成手
段と、検出手段からの検出電圧と基準電圧生成手段からの基準
電圧とを比較して検出電圧をロジック電圧に変換する電
源電圧を基準にして電源電圧で動作する比較手段と、比較手段からのロジック電圧を接地電位を基準とする検
出電圧に変換する変換手段と、変換手段からの出力に応じて、主ＰチャンネルＭＯＳト
ランジスタ及びバイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジ
スタに付与される制御信号をオン・オフ制御する手段と
を具備することを特徴とするスイッチ回路。３、請求項２において、上記検出手段が上記バイパス用
ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースと上記直流電
源の陽極側との間に介在した抵抗であり、この抵抗と上
記バイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース
との接続点の電位を上記検出電圧とすることを特徴とす
るスイッチ回路。４、請求項２において、上記検出手段がその入力端子が
上記バイパス用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソー
ス及び上記直流電源の陽極に接続されその出力端子が上
記比較手段に接続された演算増幅器と、演算増幅器の入
力端子と出力端子との間に接続されたフィードバック用
の抵抗とから構成されていることを特徴とするスイッチ
回路。５、請求項２、３又は４において、上記基準電圧生成手
段が上記直流電源の両端に接続したダイオード、ゼナー
ダイオード及び抵抗の直列接続回路と、上記ダイオード
及び上記ゼナーダイオードの直列回路に並列接続した２
個の抵抗の直列接続回路とから構成され、直列接続した
２個の抵抗の接続点から出力端子を取り出したことを特
徴とするスイッチ回路。６、請求項２、３又は４において、上記基準電圧生成手
段が上記直流電源の両端に接続されたバイポーラトラン
ジスタと抵抗との直列接続回路と、バイポーラトランジ
スタのベース・コレクタ間に接続したゼナーダイオード
と、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に接
続した抵抗と、バイポーラトランジスタのエミッタ・コ
レクタ間に接続した２個の抵抗の直列接続回路とから構
成し、直列接続した２個の抵抗の接続点から出力端子を
取り出したことを特徴とするスイッチ回路。