JPH02237466A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH02237466A JPH02237466A JP5875589A JP5875589A JPH02237466A JP H02237466 A JPH02237466 A JP H02237466A JP 5875589 A JP5875589 A JP 5875589A JP 5875589 A JP5875589 A JP 5875589A JP H02237466 A JPH02237466 A JP H02237466A
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- winding
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 49
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 6
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 239000006096 absorbing agent Substances 0.000 description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 235000010724 Wisteria floribunda Nutrition 0.000 description 1
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 238000005728 strengthening Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、スイッチング素子としてパワーＭＯＳトラン
ジスタを使用した絶縁型のスイッチングｔｉｌｇに関す
るものである．更に詳しく述べると、そのＭＯＳトラン
ジスタと並列にコンデンサの充放電回路を設けることに
よって、ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時の電圧の
立ち上がりを緩やかにし、高周波ノイズを低減すると共
にスイッチング損失を減少させたスイッチング電源であ
る． ［従来の技術コ スイッチング電源は、それを使用する電子機器側からの
小型化への強い要求からますます高周波化が進んでいる
．スイッチング周波数を高くすると電圧変換を行う主ト
ランスや整流平滑回路のコンデンサ等を小さくできるた
めである．スイッチング素子としては、バイポーラ・ト
ランジスタが用いられていたが、近年では高速スイッチ
ングが可能なパワーＭＯＳトランジスタが使用されてい
る． 従来のスイッチング電源の主要部の回路構成を第３図に
示す．これは主トランスにより入出力間が直流的に絶縁
されている絶縁型スイッチング電源である．主トランス
Ｔの一次巻線Ｎ，に対して直列にスイッチング素子であ
るパワーＭＯＳトランジスタＱを設け、それによって直
流入力をスイッチングする．そして主トランスＴで電圧
変換を行い、その二次巻＆Ｉｔ Ｎ ｔに接続した整流
平滑回路ｌＯから直流出力を得る．ＭＯＳトランジスタ
Ｑのゲートに印加する駆動信号により、そのオン・オフ
時間を制御することによって出力の定電圧安定化が行わ
れる．なおＭＯＳトランジスタＱに対して並列に接続さ
れている抵抗ＲとコンデンサＣとの直｛ＩＪ回路はサー
ジ吸収用である．また巻線Ｎ４とダイオードＤとの回路
は主トランスＴのリセント回路である． ［発明が解決しようとする課題］ スイッチング周波数が高くなるとスイッチング電源から
発生するノイズは大きくなる．ノイズは各種電子機器に
妨害を与えるため、ノイズ電圧の限度値が世界各国で公
的に規制されている． 従ってスイッチング電源を小型化するため高周波化して
も、ノイズ対策のためにノイズフィルタの強化やアプソ
ーバの強化などが必要となる．従来技術ではノイズフィ
ルタにかなりのコストと体積が必要となるし、またアブ
ソーバを強化すると発熱が大きくなり効率の低下を招く
。
ジスタを使用した絶縁型のスイッチングｔｉｌｇに関す
るものである．更に詳しく述べると、そのＭＯＳトラン
ジスタと並列にコンデンサの充放電回路を設けることに
よって、ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時の電圧の
立ち上がりを緩やかにし、高周波ノイズを低減すると共
にスイッチング損失を減少させたスイッチング電源であ
る． ［従来の技術コ スイッチング電源は、それを使用する電子機器側からの
小型化への強い要求からますます高周波化が進んでいる
．スイッチング周波数を高くすると電圧変換を行う主ト
ランスや整流平滑回路のコンデンサ等を小さくできるた
めである．スイッチング素子としては、バイポーラ・ト
ランジスタが用いられていたが、近年では高速スイッチ
ングが可能なパワーＭＯＳトランジスタが使用されてい
る． 従来のスイッチング電源の主要部の回路構成を第３図に
示す．これは主トランスにより入出力間が直流的に絶縁
されている絶縁型スイッチング電源である．主トランス
Ｔの一次巻線Ｎ，に対して直列にスイッチング素子であ
るパワーＭＯＳトランジスタＱを設け、それによって直
流入力をスイッチングする．そして主トランスＴで電圧
変換を行い、その二次巻＆Ｉｔ Ｎ ｔに接続した整流
平滑回路ｌＯから直流出力を得る．ＭＯＳトランジスタ
Ｑのゲートに印加する駆動信号により、そのオン・オフ
時間を制御することによって出力の定電圧安定化が行わ
れる．なおＭＯＳトランジスタＱに対して並列に接続さ
れている抵抗ＲとコンデンサＣとの直｛ＩＪ回路はサー
ジ吸収用である．また巻線Ｎ４とダイオードＤとの回路
は主トランスＴのリセント回路である． ［発明が解決しようとする課題］ スイッチング周波数が高くなるとスイッチング電源から
発生するノイズは大きくなる．ノイズは各種電子機器に
妨害を与えるため、ノイズ電圧の限度値が世界各国で公
的に規制されている． 従ってスイッチング電源を小型化するため高周波化して
も、ノイズ対策のためにノイズフィルタの強化やアプソ
ーバの強化などが必要となる．従来技術ではノイズフィ
ルタにかなりのコストと体積が必要となるし、またアブ
ソーバを強化すると発熱が大きくなり効率の低下を招く
。
このように高周波化と低ノイズ化とは相反する問題であ
るとされ、これが電源を小型化する際の大きなネックと
なっていた． 本発明の目的は、上記のような従来技術の欠点を解消し
、高周波化しても低ノイズ化でき、且つスイッチング損
失も低減できるスイッチング電源を提供することにある
． ［課題を解決するための手段］ 本発明は、主トランスの一次巻線に対して直列にスイッ
チング素子としてＭＯＳトランジスタを接続し、そのオ
ン・オフ時間を制御することによって主トランスの二次
巻線に接続した整流平滑回路から直流出力を取り出す絶
縁型スイッチング電源である．そして前記ような目的を
達成するため本発明では、第１のダイオードとコンデン
サとを直列接続してなる充電回路を前記ＭＯＳトランジ
スタと並列に設けると共に、主トランスに一次＠線と同
じ向きにほぼ同巻数の第３の巻線をその巻き始め側が一
次巻線の巻き始め側に接続されるように設け、前記第ｌ
＼のダイオードとコンデンサとの接続点と第３の巻線の
巻き終わり側との間に第２のダイオードを設けてコンデ
ンサの放電回路を形成している．ここで第２のダイオー
ドと直列にインダクタンスを設け、主トランスの一次巻
線と第３の巻線とに発生する起電力のアンバランスを解
消するため、充放電回路それぞれに小さな抵抗を挿入す
るのが好ましい． ［作用］ ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時にはコンデンサを
充電しながらドレインーソース間電圧ｖｌが立ち上がる
ため、その勾配は緩やかになり高周波ノイズは減少し、
またその立ち上がり波形に不要な振動等が極めて少ない
ためスイッチング損失も激減する。
るとされ、これが電源を小型化する際の大きなネックと
なっていた． 本発明の目的は、上記のような従来技術の欠点を解消し
、高周波化しても低ノイズ化でき、且つスイッチング損
失も低減できるスイッチング電源を提供することにある
． ［課題を解決するための手段］ 本発明は、主トランスの一次巻線に対して直列にスイッ
チング素子としてＭＯＳトランジスタを接続し、そのオ
ン・オフ時間を制御することによって主トランスの二次
巻線に接続した整流平滑回路から直流出力を取り出す絶
縁型スイッチング電源である．そして前記ような目的を
達成するため本発明では、第１のダイオードとコンデン
サとを直列接続してなる充電回路を前記ＭＯＳトランジ
スタと並列に設けると共に、主トランスに一次＠線と同
じ向きにほぼ同巻数の第３の巻線をその巻き始め側が一
次巻線の巻き始め側に接続されるように設け、前記第ｌ
＼のダイオードとコンデンサとの接続点と第３の巻線の
巻き終わり側との間に第２のダイオードを設けてコンデ
ンサの放電回路を形成している．ここで第２のダイオー
ドと直列にインダクタンスを設け、主トランスの一次巻
線と第３の巻線とに発生する起電力のアンバランスを解
消するため、充放電回路それぞれに小さな抵抗を挿入す
るのが好ましい． ［作用］ ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時にはコンデンサを
充電しながらドレインーソース間電圧ｖｌが立ち上がる
ため、その勾配は緩やかになり高周波ノイズは減少し、
またその立ち上がり波形に不要な振動等が極めて少ない
ためスイッチング損失も激減する。
コンデンサの放電は、主トランスの逆起電力の発生が終
わる時とＭＯＳトランジスタがターン・オンした時の二
度に分けて行われる．［実施例］ 第１図は本発明に係るスイッチングｉｌ源の一実施例の
主要部を示す回路図である．スイッチング部の基本的な
構成は前記第３図に示す従来技術と同様であってよい．
即ち、主トランスＴの一次巻線Ｎ，に対して直列にスイ
ッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱを接続し、そ
のオン・オフ時間を制御することによって主ト′ランス
Ｔの二次巻線Ｎ，に接続した整流平滑回路１０から直流
出力を取り出す絶縁型スイッチング電源である． 本発明が従来技術と顕著に相違する点は、ＭＯＳトラン
ジスタＱに並列にコンデンサＣ，の充電回路を設けると
ともに、主トランスＴに別巻線を設けて該コンデンサＣ
Ｉの放電回路を形成した点である．第１図で破線で囲ん
だ部分がそれである． つまり、第１のダイオードＤ１とコンデンサＣ１ とを
直列接続してなる充電回路を前記ＭＯＳトランジスタＱ
と並列に設けるＱ．また主トランスＴに一次巻線Ｎｌ
と同じ向きにほぼ同巻数の第３のＳｖＡＮ，をその巻き
始め側が一次巻線Ｎ１ の巻き始め側に接続されるよう
に設け、前記第１のダイオードＤ，とコンデンサＣＩ
との接続点ａと第３の巻線ＮｓＯ巻き終わりとの間に第
２のダイオードＤ８を設けてコンデンサＣ，の放電回路
を形成している．第１のダイオードＤ，は、そのアノー
ドがＭＯＳトランジスタＱのドレイン側を、カソ一ドが
コンデンサＣ側を向くように設けられる．また第２のダ
イオードＤＩ は、そのアノードがコンデンサＣ，側を
、カソードが第３の巻線Ｎ，側を向《ように設けられる
． ここで第２のダイオードＤ糞と直列にインダクタンスＬ
を設εナ、またコンデンサＣ，の充電回路と放電回路と
にそれぞれに抵抗Ｒ＋，Ｒｚを挿入するのが好ましい．
なお巻線Ｎ４とダイオードＤとの回路は主トランスＴの
リセント回路である． ＭＯＳトランジスタＱのゲートに駆動信号を印加するこ
とで、該ＭＯＳトランジスタＱはスイッチングを行い、
主トランスＴの二次ＳｍＮｚに電圧が誘起し、それを整
流平滑回路ＩＯで直流にして負荷（図示せず）に供給す
る．出力電圧の定電圧安定化はＭＯＳトランジスタＱの
ゲートへの駆動信号のパルス幅の制御によって行う。
わる時とＭＯＳトランジスタがターン・オンした時の二
度に分けて行われる．［実施例］ 第１図は本発明に係るスイッチングｉｌ源の一実施例の
主要部を示す回路図である．スイッチング部の基本的な
構成は前記第３図に示す従来技術と同様であってよい．
即ち、主トランスＴの一次巻線Ｎ，に対して直列にスイ
ッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱを接続し、そ
のオン・オフ時間を制御することによって主ト′ランス
Ｔの二次巻線Ｎ，に接続した整流平滑回路１０から直流
出力を取り出す絶縁型スイッチング電源である． 本発明が従来技術と顕著に相違する点は、ＭＯＳトラン
ジスタＱに並列にコンデンサＣ，の充電回路を設けると
ともに、主トランスＴに別巻線を設けて該コンデンサＣ
Ｉの放電回路を形成した点である．第１図で破線で囲ん
だ部分がそれである． つまり、第１のダイオードＤ１とコンデンサＣ１ とを
直列接続してなる充電回路を前記ＭＯＳトランジスタＱ
と並列に設けるＱ．また主トランスＴに一次巻線Ｎｌ
と同じ向きにほぼ同巻数の第３のＳｖＡＮ，をその巻き
始め側が一次巻線Ｎ１ の巻き始め側に接続されるよう
に設け、前記第１のダイオードＤ，とコンデンサＣＩ
との接続点ａと第３の巻線ＮｓＯ巻き終わりとの間に第
２のダイオードＤ８を設けてコンデンサＣ，の放電回路
を形成している．第１のダイオードＤ，は、そのアノー
ドがＭＯＳトランジスタＱのドレイン側を、カソ一ドが
コンデンサＣ側を向くように設けられる．また第２のダ
イオードＤＩ は、そのアノードがコンデンサＣ，側を
、カソードが第３の巻線Ｎ，側を向《ように設けられる
． ここで第２のダイオードＤ糞と直列にインダクタンスＬ
を設εナ、またコンデンサＣ，の充電回路と放電回路と
にそれぞれに抵抗Ｒ＋，Ｒｚを挿入するのが好ましい．
なお巻線Ｎ４とダイオードＤとの回路は主トランスＴの
リセント回路である． ＭＯＳトランジスタＱのゲートに駆動信号を印加するこ
とで、該ＭＯＳトランジスタＱはスイッチングを行い、
主トランスＴの二次ＳｍＮｚに電圧が誘起し、それを整
流平滑回路ＩＯで直流にして負荷（図示せず）に供給す
る．出力電圧の定電圧安定化はＭＯＳトランジスタＱの
ゲートへの駆動信号のパルス幅の制御によって行う。
ＭＯＳトランジスタＱがターン・オフすると、従来のス
イッチング電源ではＭＯＳトランジスタのドレインーソ
ース間電圧ｖｌは急峻に立ち上がるが、本発明では第１
のダイオードＤ＋ を通してコンデンサＣＩに充電しな
がら立ち上がる．このためその立ち上がりの勾配は暖や
か且つスムーズになり高周波ノイズは低減しスイッチン
グ＃員失も激減する．コンデンサＣ，に充電されている
間、その放電は第３のＳ ＆ｉ Ｎ Ｓの働きによって
阻止される．つまり第３のｔ’線Ｎコには一次巻線Ｎ１
と同じ向きに同じ逆起電力が生じるためである． コンデンサＣ，に蓄積された電荷の放電は主トランスＴ
の逆起電力の発生が終わった時と、ＭｏＳトランジスタ
Ｑがターン・オンした時の二度に分けて行われる．主ト
ランスＴの逆起電力の発生が終わった時には、インダク
タンスＬ１第２のダイオードＤｌ−．第３の巻ＭＮｓを
通って入力側へ放電がなされる． ここでインダクタンスＬは急峻な電流を阻止する機能を
果たす．従って設置するのが好ましいが原理的には無く
てもよい．また抵抗Ｒ＋Ｒ８は、ＭｏＳトランジスタＱ
のターン・オン時に一次巻線Ｎｌ と第３の巻線Ｎ，と
で発生する電圧のアンバランスによる電流の還流を阻止
するためのものである．一次巻＆ｉ Ｎ ＋ と第３
の壱線Ｎ，とが同じ巻数になっていれば、これら抵抗Ｒ
＋ ，Ｒｘは理論上は不要であるが、実際には設けるの
が好ましい． Ｍ Ｏ Ｓ， トランジスタのターン・オフ時の電圧・
電流波形をオシロスコープで観測した例を第２図及び第
４図に示す．第２図は本発明の回路構成の場合であり、
第４図は第３図に示す従来技術の場合である．なおスケ
ールは縦軸の電圧は５ Ｑ Ｖ ／ ｄｉｖ 、電流は
ＬＡ／ｄｉｖであり、横軸の時間は５０ｎＳ／ｄｉｖで
ある．第２図と第４図とを比べてみれば明らかなように
、本発明では電圧波形の立ち上がりは緩やかで且つ一様
であり、電流波形の立ち下がりには振動はほとんど見ら
れない．それに対して従来回路では電圧波形の立ち上が
りは急峻で間に振動が起こり、また電流波形にも振動が
みられる，ＭＯＳＩ−ランジスタのターン・オフ時のス
イッチング損失を計算すると、本発明回路では約２．７
３Ｗであり、従来回路の約６．８２Ｗに比べて大幅に改
善される． ［発明の効果］ 本発明は上記のように、ＭＯＳトランジスタと並列にコ
ンデンサの充電回路を形成し、主トランスに別巻線を設
けてそれによりコンデンサの放電回路を形成したから、
ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時に電圧の立ち上が
りが緩やかで且つ一様になり、高周波ノイズの低減と、
スイッチング損失の大幅な減少を図ることができる．こ
の結果、ノイズフィルタやアブソーバ回路が大型化する
こともなく、スイッチング電源の小型化と高性能化を実
現できる．
イッチング電源ではＭＯＳトランジスタのドレインーソ
ース間電圧ｖｌは急峻に立ち上がるが、本発明では第１
のダイオードＤ＋ を通してコンデンサＣＩに充電しな
がら立ち上がる．このためその立ち上がりの勾配は暖や
か且つスムーズになり高周波ノイズは低減しスイッチン
グ＃員失も激減する．コンデンサＣ，に充電されている
間、その放電は第３のＳ ＆ｉ Ｎ Ｓの働きによって
阻止される．つまり第３のｔ’線Ｎコには一次巻線Ｎ１
と同じ向きに同じ逆起電力が生じるためである． コンデンサＣ，に蓄積された電荷の放電は主トランスＴ
の逆起電力の発生が終わった時と、ＭｏＳトランジスタ
Ｑがターン・オンした時の二度に分けて行われる．主ト
ランスＴの逆起電力の発生が終わった時には、インダク
タンスＬ１第２のダイオードＤｌ−．第３の巻ＭＮｓを
通って入力側へ放電がなされる． ここでインダクタンスＬは急峻な電流を阻止する機能を
果たす．従って設置するのが好ましいが原理的には無く
てもよい．また抵抗Ｒ＋Ｒ８は、ＭｏＳトランジスタＱ
のターン・オン時に一次巻線Ｎｌ と第３の巻線Ｎ，と
で発生する電圧のアンバランスによる電流の還流を阻止
するためのものである．一次巻＆ｉ Ｎ ＋ と第３
の壱線Ｎ，とが同じ巻数になっていれば、これら抵抗Ｒ
＋ ，Ｒｘは理論上は不要であるが、実際には設けるの
が好ましい． Ｍ Ｏ Ｓ， トランジスタのターン・オフ時の電圧・
電流波形をオシロスコープで観測した例を第２図及び第
４図に示す．第２図は本発明の回路構成の場合であり、
第４図は第３図に示す従来技術の場合である．なおスケ
ールは縦軸の電圧は５ Ｑ Ｖ ／ ｄｉｖ 、電流は
ＬＡ／ｄｉｖであり、横軸の時間は５０ｎＳ／ｄｉｖで
ある．第２図と第４図とを比べてみれば明らかなように
、本発明では電圧波形の立ち上がりは緩やかで且つ一様
であり、電流波形の立ち下がりには振動はほとんど見ら
れない．それに対して従来回路では電圧波形の立ち上が
りは急峻で間に振動が起こり、また電流波形にも振動が
みられる，ＭＯＳＩ−ランジスタのターン・オフ時のス
イッチング損失を計算すると、本発明回路では約２．７
３Ｗであり、従来回路の約６．８２Ｗに比べて大幅に改
善される． ［発明の効果］ 本発明は上記のように、ＭＯＳトランジスタと並列にコ
ンデンサの充電回路を形成し、主トランスに別巻線を設
けてそれによりコンデンサの放電回路を形成したから、
ＭＯＳトランジスタのターン・オフ時に電圧の立ち上が
りが緩やかで且つ一様になり、高周波ノイズの低減と、
スイッチング損失の大幅な減少を図ることができる．こ
の結果、ノイズフィルタやアブソーバ回路が大型化する
こともなく、スイッチング電源の小型化と高性能化を実
現できる．
第１図は本発明に係るスイッチング電源の一実施例の主
要部を示す回路図、第２図はそのターン・オフ時の電圧
・電流波形図である．また第３図は従来技術の一例を示
す回路図、第４図はそのター゛ン・オフ時の電圧・電流
波形図である． Ｔ・・・主トランス、Ｎ１・・・一次巻線、Ｎ２・・・
二次巻線、Ｎ，・・・第３のＳ＊，Ｑ・・・ＭｏＳトラ
ンジスタ、Ｃ（ ・・・コンデンサ、ＤＩ ・・・第１
のダイオード、Ｄ！・・・第２のダイオー，ド、Ｌ・・
・インダクタンス． 特許出願人 富士電気化学株式会社 代 理 人 茂 見 穣第１図 第３図 第２１！１ 第４図
要部を示す回路図、第２図はそのターン・オフ時の電圧
・電流波形図である．また第３図は従来技術の一例を示
す回路図、第４図はそのター゛ン・オフ時の電圧・電流
波形図である． Ｔ・・・主トランス、Ｎ１・・・一次巻線、Ｎ２・・・
二次巻線、Ｎ，・・・第３のＳ＊，Ｑ・・・ＭｏＳトラ
ンジスタ、Ｃ（ ・・・コンデンサ、ＤＩ ・・・第１
のダイオード、Ｄ！・・・第２のダイオー，ド、Ｌ・・
・インダクタンス． 特許出願人 富士電気化学株式会社 代 理 人 茂 見 穣第１図 第３図 第２１！１ 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、主トランスの一次巻線に対して直列にスイッチング
素子としてＭＯＳトランジスタを接続し、そのオン・オ
フ時間を制御することによって主トランスの二次巻線に
接続した整流平滑回路から直流出力を取り出す絶縁型ス
イッチング電源において、第１のダイオードとコンデン
サとを直列接続してなる充電回路を前記ＭＯＳトランジ
スタと並列に設けると共に、主トランスに一次巻線と同
じ向きにほぼ同巻数の第３の巻線をその巻き始め側が一
次巻線の巻き始め側に接続されるように設け、前記第１
のダイオードとコンデンサとの接続点と第３の巻線の巻
き終わり側との間に第２のダイオードを設けてコンデン
サの放電回路を形成したことを特徴とするスイッチング
電源。 ２、第１のダイオードとコンデンサとの接続点と第３の
巻線の巻き終わり側との間に、インダクタンスと第２の
ダイオードとを直列に設けて、第３の巻線とともにコン
デンサの放電回路を形成した請求項１記載のスイッチン
グ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058755A JP2781978B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058755A JP2781978B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02237466A true JPH02237466A (ja) | 1990-09-20 |
| JP2781978B2 JP2781978B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=13093353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1058755A Expired - Fee Related JP2781978B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2781978B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014017281A (ja) * | 2012-07-05 | 2014-01-30 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | トランス及び該トランスを用いた絶縁型スイッチング電源 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6389052A (ja) * | 1986-10-01 | 1988-04-20 | Densetsu:Kk | スイツチング電源回路 |
-
1989
- 1989-03-09 JP JP1058755A patent/JP2781978B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6389052A (ja) * | 1986-10-01 | 1988-04-20 | Densetsu:Kk | スイツチング電源回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014017281A (ja) * | 2012-07-05 | 2014-01-30 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | トランス及び該トランスを用いた絶縁型スイッチング電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2781978B2 (ja) | 1998-07-30 |
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