JPH02222014A - 切り換えできる電流発生器を具えた集積回路 - Google Patents
切り換えできる電流発生器を具えた集積回路Info
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- JPH02222014A JPH02222014A JP1338795A JP33879589A JPH02222014A JP H02222014 A JPH02222014 A JP H02222014A JP 1338795 A JP1338795 A JP 1338795A JP 33879589 A JP33879589 A JP 33879589A JP H02222014 A JPH02222014 A JP H02222014A
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/66—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will
- H03K17/665—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only
- H03K17/666—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only the output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor
- H03K17/667—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only the output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor using complementary bipolar transistors
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、少なくとも第１即ち電流供給モードと第２即
ち高インピーダンスモードとを有する切り換えできる電
流発生器を具えた集積回路に関するものである。
ち高インピーダンスモードとを有する切り換えできる電
流発生器を具えた集積回路に関するものである。
（従来の技術）
そのような切り換えできる電流発生器（特に能動負荷と
共にＡ級増幅器を用いる電流発生器）は従来技術から既
知であるが、少なくとも切り換えられるべき１個のｐｎ
ｐ ）ランジスタを必要とすると言う欠点を有する。こ
の電流源は１個又はそれ以上のｐｎｐ ）ランジスタを
具え、電流吸込み（ｓｉｎｋ）は１個又はそれ以上のｎ
ｐｎ ）ランジスタを具えて、それは正確に制御されて
且つ負荷に無関係に電流発生と吸込みとを保証するため
に必要である。然し乍ら、集積回路内のｎｐｎ ）ラン
ジスタは、大幅に高速な切り換え時間を有する。
共にＡ級増幅器を用いる電流発生器）は従来技術から既
知であるが、少なくとも切り換えられるべき１個のｐｎ
ｐ ）ランジスタを必要とすると言う欠点を有する。こ
の電流源は１個又はそれ以上のｐｎｐ ）ランジスタを
具え、電流吸込み（ｓｉｎｋ）は１個又はそれ以上のｎ
ｐｎ ）ランジスタを具えて、それは正確に制御されて
且つ負荷に無関係に電流発生と吸込みとを保証するため
に必要である。然し乍ら、集積回路内のｎｐｎ ）ラン
ジスタは、大幅に高速な切り換え時間を有する。
（発明が解決しようとする課題）
高速な切り換え速度を得るために、切り換え機能をｎｐ
ｎ ）ランジスタによってのみ実行する、前述のような
切り換えができる電流発生器を具えている集積回路を提
供することが、本発明の一目的である。
ｎ ）ランジスタによってのみ実行する、前述のような
切り換えができる電流発生器を具えている集積回路を提
供することが、本発明の一目的である。
（課題を解決するための手段）
この目的のために、本発明による回路は、第１及び第２
分枝を有する電流ミラーを具備する第１ステージと、ｎ
ｐｎ型の第１トランジスタと第２トランジスタとを具え
る差動ベアーを具備する第２ステージとを具え、それら
のトランジスタのエミッタは相互に接続されると共に所
定の大きさの電流を供給する第１電流源へ接続され、且
つそれらのトランジスタのコレクタはそれぞれ前記電流
ミラーの第１及び第２分枝へ接続され、第１トランジス
タのコレクタがこの切り換えできる電流発生器の出力端
子を形成し、第１トランジスタと第２トランジスタとの
エミッタへ接続されたｎｐｎ型の第３トランジスタを具
備する制御可能な第２電流源を具え、前記第２電流源は
電流供給状態と不動作状態とを有し、第１モードでは第
２電流源が不動作状態に設定され且つ第１トランジスタ
を実質的に非導通にするように第２ステージが不平衡に
され、第２モードでは第２電流源が電流供給状態に設定
され且つ第２ステージが平衡にされるような方法で構成
された切り換え回路を具え、また、第１電流源と第２電
流源との電流が実質的に等しいことを特徴とする。
分枝を有する電流ミラーを具備する第１ステージと、ｎ
ｐｎ型の第１トランジスタと第２トランジスタとを具え
る差動ベアーを具備する第２ステージとを具え、それら
のトランジスタのエミッタは相互に接続されると共に所
定の大きさの電流を供給する第１電流源へ接続され、且
つそれらのトランジスタのコレクタはそれぞれ前記電流
ミラーの第１及び第２分枝へ接続され、第１トランジス
タのコレクタがこの切り換えできる電流発生器の出力端
子を形成し、第１トランジスタと第２トランジスタとの
エミッタへ接続されたｎｐｎ型の第３トランジスタを具
備する制御可能な第２電流源を具え、前記第２電流源は
電流供給状態と不動作状態とを有し、第１モードでは第
２電流源が不動作状態に設定され且つ第１トランジスタ
を実質的に非導通にするように第２ステージが不平衡に
され、第２モードでは第２電流源が電流供給状態に設定
され且つ第２ステージが平衡にされるような方法で構成
された切り換え回路を具え、また、第１電流源と第２電
流源との電流が実質的に等しいことを特徴とする。
従って、切り換え動作はｎｐｎ ）ランジスタのみ（第
２電流源、第２ステージ）を含む動作であり、第１電流
源と第２電流源との電流が実質的に同じ値であると言う
事実が、電流ミラーのｐｎｐ ）ランジスタ中の電流が
実質的に一定に維持されることを可能にする。
２電流源、第２ステージ）を含む動作であり、第１電流
源と第２電流源との電流が実質的に同じ値であると言う
事実が、電流ミラーのｐｎｐ ）ランジスタ中の電流が
実質的に一定に維持されることを可能にする。
本発明の一実施例においては、第１トランジスタと第２
トランジスタのベースがそれぞれ第１抵抗と第２抵抗を
介して基準電圧源へ接続され、この回路が第１トランジ
スタのベースへ接続され且つ電流供給状態と不動作状態
とを有する制御可能なｎｐｎ型の第３電流源を具え、ま
た前記切り換え回路が、この第３電流源を第１モードで
は電流供給状態に設定し、第２モードでは不動作状態に
設定するように制御する手段を具える。
トランジスタのベースがそれぞれ第１抵抗と第２抵抗を
介して基準電圧源へ接続され、この回路が第１トランジ
スタのベースへ接続され且つ電流供給状態と不動作状態
とを有する制御可能なｎｐｎ型の第３電流源を具え、ま
た前記切り換え回路が、この第３電流源を第１モードで
は電流供給状態に設定し、第２モードでは不動作状態に
設定するように制御する手段を具える。
第２ステージの不平衡が、第１トランジスタが完全には
遮断されないがそれでもやはり第１電流の通過を有効に
阻止するような方法で適当に選択される。従って、第１
モードから第２モードへの非常に急速な変換が得られる
。
遮断されないがそれでもやはり第１電流の通過を有効に
阻止するような方法で適当に選択される。従って、第１
モードから第２モードへの非常に急速な変換が得られる
。
本発明の別の実施例では、第３モードを得るために、こ
の回路が、第１トランジスタのコレクタへ接続され且つ
電流供給状態と不動作状態とを有する制御可能なｎｐｎ
型の第４電流源を具える。
の回路が、第１トランジスタのコレクタへ接続され且つ
電流供給状態と不動作状態とを有する制御可能なｎｐｎ
型の第４電流源を具える。
本発明のもう一つの実施例は、前記切り換え回路が、第
３モードにおいて第２電流源と第４電流源とが電流供給
状態であり且つ第２ステージが平衡されるような方法で
適応される。第４電流源の電流は第１電流源の電流と実
質的に等しい。
３モードにおいて第２電流源と第４電流源とが電流供給
状態であり且つ第２ステージが平衡されるような方法で
適応される。第４電流源の電流は第１電流源の電流と実
質的に等しい。
本発明の変形された実施例では、前記切り換え回路が、
第３モードにおいて第２電流源が不動作状態であり、第
２ステージが不平衡にされ、且つ第４電流源が電流供給
状態にあるような方法で適応される。第４電流源の電流
は第１電流源の電流の２倍と実質的に等しい。
第３モードにおいて第２電流源が不動作状態であり、第
２ステージが不平衡にされ、且つ第４電流源が電流供給
状態にあるような方法で適応される。第４電流源の電流
は第１電流源の電流の２倍と実質的に等しい。
制御可能な電流源はｎｐｎ ）ランジスタと電流出力端
子とを具えるディジタル−アナログ変換器によって形成
できる。
子とを具えるディジタル−アナログ変換器によって形成
できる。
（実施例）
本発明は図面を参照して以下の説明を熟読することによ
り一層完全に理解できるであろう。
り一層完全に理解できるであろう。
第１図は電圧供給ＲＶ ｃ ｃへエミッタが接続され、
ベースは相互に接続された２個のｐｎρトランジスタＴ
３とＴ、とを具えるワイルダー（Ｗｉｌｄｅｒ）型の２
トランジスタ電流ミラーを示す。更に、トランジスタＴ
、のベースとコレクタとは相互に接続されている。これ
が実質的に同じ電流がトランジスタＴ。
ベースは相互に接続された２個のｐｎρトランジスタＴ
３とＴ、とを具えるワイルダー（Ｗｉｌｄｅｒ）型の２
トランジスタ電流ミラーを示す。更に、トランジスタＴ
、のベースとコレクタとは相互に接続されている。これ
が実質的に同じ電流がトランジスタＴ。
とＴ、とのコレクタにより供給されるようにし、第１ス
テージは２つの分枝を有するこの電流ミラーによって構
成される。この型及び他の電流ミラーについてのより詳
細は、Ｇｒａｙ及びＭａｙｅｒによる“＾ｎａｌｙｓｉ
ｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａ１０
ｇ ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓ″ （Ｊ
ｏｂｎ ｌ１ｌＩＬＬＹ ＡＮＤ ５ＯＮＳにより１
９８４年第二４半期に刊行された）を参照されたい。
テージは２つの分枝を有するこの電流ミラーによって構
成される。この型及び他の電流ミラーについてのより詳
細は、Ｇｒａｙ及びＭａｙｅｒによる“＾ｎａｌｙｓｉ
ｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａ１０
ｇ ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓ″ （Ｊ
ｏｂｎ ｌ１ｌＩＬＬＹ ＡＮＤ ５ＯＮＳにより１
９８４年第二４半期に刊行された）を参照されたい。
前記第１ステージにより供給される電流は、切り換えを
達成するためにｎｐｎ差動ペアーで構成された第２ステ
ージへ印加される。この第２ステージは２個のエミッタ
接続されたトランジスタＴ１とＴ２とを具えており、こ
れらトランジスタのコレクタはトランジスタＴ３とＴ、
とのコレクタへそれぞれ接続されている。トランジスタ
Ｔ、とＴ２との相互に接続されたエミッタは、一定電流
ｒ１を供給し且つトランジスタＴ１０を具える第１電流
源へ接続され、そのトランジスタＴ１０のベースは所定
電位Ｕであり、コレクタはトランジスタＴ、とＴ２との
エミッタへ接続されており、且つエミッタは抵抗Ｒ，０
により共通モード端子へ接続されている。トランジスタ
Ｔ、とＴ２とのベースは、差動ステージが平衡するよう
な（即ち感度が不問の場合においてはＲ１＝Ｒ２）方法
で値が選択されている抵抗Ｒ，とＲ２とを介して基準電
圧源Ｖｉｌｅ？へ接続される。コレクタがトランジスタ
Ｔ、とＴ２とのエミッタへ接続され、エミッタが抵抗Ｒ
２Ｑにより共通モード端子へ接続されているトランジス
タＴ２ｏを具える制御可能な第２電流源が、論理切り換
え回路しＣにより供給される論理信号Ｓｌにより制御さ
れる。Ｓｌが“高”の場合、第２電流源（Ｒ２゜、 Ｔ
２゜）は活性であり電流Ｉ２を供給する。
達成するためにｎｐｎ差動ペアーで構成された第２ステ
ージへ印加される。この第２ステージは２個のエミッタ
接続されたトランジスタＴ１とＴ２とを具えており、こ
れらトランジスタのコレクタはトランジスタＴ３とＴ、
とのコレクタへそれぞれ接続されている。トランジスタ
Ｔ、とＴ２との相互に接続されたエミッタは、一定電流
ｒ１を供給し且つトランジスタＴ１０を具える第１電流
源へ接続され、そのトランジスタＴ１０のベースは所定
電位Ｕであり、コレクタはトランジスタＴ、とＴ２との
エミッタへ接続されており、且つエミッタは抵抗Ｒ，０
により共通モード端子へ接続されている。トランジスタ
Ｔ、とＴ２とのベースは、差動ステージが平衡するよう
な（即ち感度が不問の場合においてはＲ１＝Ｒ２）方法
で値が選択されている抵抗Ｒ，とＲ２とを介して基準電
圧源Ｖｉｌｅ？へ接続される。コレクタがトランジスタ
Ｔ、とＴ２とのエミッタへ接続され、エミッタが抵抗Ｒ
２Ｑにより共通モード端子へ接続されているトランジス
タＴ２ｏを具える制御可能な第２電流源が、論理切り換
え回路しＣにより供給される論理信号Ｓｌにより制御さ
れる。Ｓｌが“高”の場合、第２電流源（Ｒ２゜、 Ｔ
２゜）は活性であり電流Ｉ２を供給する。
この差動ステージ（Ｔ１． Ｔ２）はｎｐｎ ）ランジ
スタＴ、Ｑを具える制御可能な第３電流源によって不平
衡にされ、そのトランジスタ７３０のエミッタは抵抗Ｒ
Ｈ）により共通モード端子へ接続され、ベースは論理切
り換え回路ＬＣにより供給される。論理信号Ｓ１の論理
反転である信号Ｓ１により駆動される。
スタＴ、Ｑを具える制御可能な第３電流源によって不平
衡にされ、そのトランジスタ７３０のエミッタは抵抗Ｒ
Ｈ）により共通モード端子へ接続され、ベースは論理切
り換え回路ＬＣにより供給される。論理信号Ｓ１の論理
反転である信号Ｓ１により駆動される。
信号Ｓｌが“高”の場合電流源トランジスタＴ３゜が電
流Ｉ３を流し、それがトランジスタＴ、のベース電位を
下げるようにし、このトランジスタは徐々にターンオフ
される。Ｒ，Ｉ３ は、トランジスタＴ、が完全には遮
断されることなくトランジスタＴ、中の電流が無視でき
ることを保証するのに充分小さくなるように（約３００
ｍＶ）選ばれる。差動ステージの平衡状態では、トラン
ジスタＴ１はもはや飽和モードではない。これは、差動
ステージがその線型領域内で事実上動作することを意味
し、その結果として第１モードと第２モードとの間の切
り換えに必要な時間が最適化される。明らかに、トラン
ジスタＴ１はその遮断状態と飽和状態との間を切り換え
られ得るが、ｐｎρトランジスタの切り換え時間より小
さいとはいえ、切り換え時間がこのとき長くなる。
流Ｉ３を流し、それがトランジスタＴ、のベース電位を
下げるようにし、このトランジスタは徐々にターンオフ
される。Ｒ，Ｉ３ は、トランジスタＴ、が完全には遮
断されることなくトランジスタＴ、中の電流が無視でき
ることを保証するのに充分小さくなるように（約３００
ｍＶ）選ばれる。差動ステージの平衡状態では、トラン
ジスタＴ１はもはや飽和モードではない。これは、差動
ステージがその線型領域内で事実上動作することを意味
し、その結果として第１モードと第２モードとの間の切
り換えに必要な時間が最適化される。明らかに、トラン
ジスタＴ１はその遮断状態と飽和状態との間を切り換え
られ得るが、ｐｎρトランジスタの切り換え時間より小
さいとはいえ、切り換え時間がこのとき長くなる。
この回路は更に次のように動作する。論理信号Ｓ、が“
低”の場合（第１モード） トランジスタＴ２０には
電流が流れない。差動ペアー（’ｒ４０ ’ｒ２）が不
平衡にされので、トランジスタＴ１は擬似遮断状態であ
る。電流Ｉ、がトランジスタＴ、を通り、従ってトラン
ジスタＴ３を通って流れる。それ故１、出力端子Ｓは電
流１．を供給する電流源のごとく振る舞う。
低”の場合（第１モード） トランジスタＴ２０には
電流が流れない。差動ペアー（’ｒ４０ ’ｒ２）が不
平衡にされので、トランジスタＴ１は擬似遮断状態であ
る。電流Ｉ、がトランジスタＴ、を通り、従ってトラン
ジスタＴ３を通って流れる。それ故１、出力端子Ｓは電
流１．を供給する電流源のごとく振る舞う。
論理信号Ｓ１が“高”の場合（第２モード）、電流Ｉ２
がトランジスタＴ２ｏ に流れる。差動ペアー（Ｔ４０
Ｔ２）は電流（Ｉ、＋＋２）／２を生じながら平衡に
される。出力端子Ｓは何らの電流をも供給せず、高イン
ピーダンスの状態にある。従って、電流を供給する（且
つｐｎｐ トランジスタを具える）電流源はｎｐｎ ）
ランジスタのみを切り換えることによって切り換えられ
る。Ｉ、＝１．の場合には、電流ミラーの両分技中の電
流は変化しない。従って、電流ミラー内に電流を立ち上
がらせる時間が不要である。電流Ｉ２を供給している第
２Ｎ流源が不在の場合には、この電流ミラーの電流がそ
の値の半分に減少するのに必要な時間に基づいて悪化し
、即ち切り換え時間はｐｎｐ トランジスタの切り換え
時間に一致する。この電流Ｉ２がトランジスタＴ３とＴ
、とを一定電流で動作させることを可能にする。
がトランジスタＴ２ｏ に流れる。差動ペアー（Ｔ４０
Ｔ２）は電流（Ｉ、＋＋２）／２を生じながら平衡に
される。出力端子Ｓは何らの電流をも供給せず、高イン
ピーダンスの状態にある。従って、電流を供給する（且
つｐｎｐ トランジスタを具える）電流源はｎｐｎ ）
ランジスタのみを切り換えることによって切り換えられ
る。Ｉ、＝１．の場合には、電流ミラーの両分技中の電
流は変化しない。従って、電流ミラー内に電流を立ち上
がらせる時間が不要である。電流Ｉ２を供給している第
２Ｎ流源が不在の場合には、この電流ミラーの電流がそ
の値の半分に減少するのに必要な時間に基づいて悪化し
、即ち切り換え時間はｐｎｐ トランジスタの切り換え
時間に一致する。この電流Ｉ２がトランジスタＴ３とＴ
、とを一定電流で動作させることを可能にする。
３モ一ド電流発生器が必要な場合には、ｎｐｎ型の制御
可能な第４電流源が出力端子Ｓへ接続され得て、その出
力端子Ｓは好適な実施例では、この発生器が高インピー
ダンスモード（第２モード）の場合に、電流供給状態（
電流１４） に設定することができる。
可能な第４電流源が出力端子Ｓへ接続され得て、その出
力端子Ｓは好適な実施例では、この発生器が高インピー
ダンスモード（第２モード）の場合に、電流供給状態（
電流１４） に設定することができる。
この第４電流源は信号Ｓ１によりベースが駆動され、エ
ミッタは抵抗Ｒ４０により共通モード端子へ接続された
トランジスタＴ、。を具える。このトランジスタＴ４１
）のコレクタは、論理切り換え回路ＬＣによって供給さ
れる信号Ｓ２により制御される差動切り換え回路へ接続
されており、その信号は第３モードを活性化するために
は（Ｓ＋＝１の場合のみ）“ｌ”である（即ち５２＝Ｓ
ｌ）。
ミッタは抵抗Ｒ４０により共通モード端子へ接続された
トランジスタＴ、。を具える。このトランジスタＴ４１
）のコレクタは、論理切り換え回路ＬＣによって供給さ
れる信号Ｓ２により制御される差動切り換え回路へ接続
されており、その信号は第３モードを活性化するために
は（Ｓ＋＝１の場合のみ）“ｌ”である（即ち５２＝Ｓ
ｌ）。
この差動切り換え回路は２個のトランジスタＴ４とＴ４
□を具え、それらトランジスタのエミッタは相互に結合
されて且つトランジスタＴ４１）のコレクタへ接続され
る。基準電圧Ｖ’ ＲＥＦがトランジスタＴ４１のベー
スへ印加され、そのトランジスタのコレクタは出力端子
Ｓへ接続されている。信号Ｓ２の論理反転である信号Ｓ
２がトランジスタＴ４０のベースへ印加され、そのトラ
ンジスタのコレクタは電圧供給源ＶＣＣへ接続されてい
る。５１−０の場合、電流源（Ｒ４０、 Ｔ４０）は不
動作状態であり且つ、その上にトランジスタＴ４＋が遮
断されるように８２−０である。５２＝１の場合には電
流Ｉ４が電流源（Ｔ４０゜Ｒ２０）内に流れる。５２＝
Ｏの場合にはトランジスタＴ４２が導通し、このトラン
ジスタに電流Ｉ、が流れる。５２＝１の場合にはトラン
ジスタＴ、２が遮断され、トランジスタＴ４１ が導通
し、電流１４を流す電流源として振る舞う。Ｉ ４ ＝
Ｉ ｌであるように選択することができる。制御可能
な電流源の少なくとも一方がディジタル的に制御できる
。これはそれがｎｐｎ ）ランジスタを具え且つ電流出
力端子を有するディジタル−アナログ変換器により形成
できることを意味する。これが、例えば適応システム（
モード間の急速切り換えと公称電流レベルの緩やかな変
動）に対して、複数の公称電流レベルが得られることを
可能にする。
□を具え、それらトランジスタのエミッタは相互に結合
されて且つトランジスタＴ４１）のコレクタへ接続され
る。基準電圧Ｖ’ ＲＥＦがトランジスタＴ４１のベー
スへ印加され、そのトランジスタのコレクタは出力端子
Ｓへ接続されている。信号Ｓ２の論理反転である信号Ｓ
２がトランジスタＴ４０のベースへ印加され、そのトラ
ンジスタのコレクタは電圧供給源ＶＣＣへ接続されてい
る。５１−０の場合、電流源（Ｒ４０、 Ｔ４０）は不
動作状態であり且つ、その上にトランジスタＴ４＋が遮
断されるように８２−０である。５２＝１の場合には電
流Ｉ４が電流源（Ｔ４０゜Ｒ２０）内に流れる。５２＝
Ｏの場合にはトランジスタＴ４２が導通し、このトラン
ジスタに電流Ｉ、が流れる。５２＝１の場合にはトラン
ジスタＴ、２が遮断され、トランジスタＴ４１ が導通
し、電流１４を流す電流源として振る舞う。Ｉ ４ ＝
Ｉ ｌであるように選択することができる。制御可能
な電流源の少なくとも一方がディジタル的に制御できる
。これはそれがｎｐｎ ）ランジスタを具え且つ電流出
力端子を有するディジタル−アナログ変換器により形成
できることを意味する。これが、例えば適応システム（
モード間の急速切り換えと公称電流レベルの緩やかな変
動）に対して、複数の公称電流レベルが得られることを
可能にする。
第２図は、トランジスタＴ４１）のベースが論理切り換
え回路ＬＣの３１出力端子へ接続され、供給される電流
と吸収される電流とが等しかったとしても電流Ｉ、が２
１＋ と実質的に等しくなるように選択されていること
が第１図と異なっている。高インピーダンスモード（Ｓ
、＝ １． Ｓ、−０）では、電流源（Ｒ＝ｏ、 Ｔ０
ｎ）は不動作状態である。Ｓ、＝１（Ｓ、＝１＞に相当
する他のモードでは、信号Ｓ２が、出力端子Ｓが電流１
１を供給する電流源状態（Ｓ２＝Ｏ）か、または出力端
子が電流Ｉ、−１，！＝ｉ＋、を吸収する電流吸込み状
態（Ｓ２””１）かのいずれかを制御する。
え回路ＬＣの３１出力端子へ接続され、供給される電流
と吸収される電流とが等しかったとしても電流Ｉ、が２
１＋ と実質的に等しくなるように選択されていること
が第１図と異なっている。高インピーダンスモード（Ｓ
、＝ １． Ｓ、−０）では、電流源（Ｒ＝ｏ、 Ｔ０
ｎ）は不動作状態である。Ｓ、＝１（Ｓ、＝１＞に相当
する他のモードでは、信号Ｓ２が、出力端子Ｓが電流１
１を供給する電流源状態（Ｓ２＝Ｏ）か、または出力端
子が電流Ｉ、−１，！＝ｉ＋、を吸収する電流吸込み状
態（Ｓ２””１）かのいずれかを制御する。
本発明、特に３モード修正は、（なるべく同じ絶対値の
電流で）充電と放電とを使用するレベルクランピングシ
ステム、即ち容量性素子の定常状態に特に応用し、特に
テレビチューナー（″クランプ”回路）に応用する。
電流で）充電と放電とを使用するレベルクランピングシ
ステム、即ち容量性素子の定常状態に特に応用し、特に
テレビチューナー（″クランプ”回路）に応用する。
対応するトランジスタの等しいベース電圧によって、異
なる値の電流１１と１４ （第１図）又は異なる値の電
流Ｉ３と１４ （第２図）を得るためには、これらのト
ランジスタをそれぞれ寸法法めすることが単に必要であ
ることは注目されるべきである。
なる値の電流１１と１４ （第１図）又は異なる値の電
流Ｉ３と１４ （第２図）を得るためには、これらのト
ランジスタをそれぞれ寸法法めすることが単に必要であ
ることは注目されるべきである。
本発明はここに記載しあるいは図示した実施例に制限さ
れるものではない。例えば多レベル電流発生器（正レベ
ル、負レベル、又は零レベル）ヲ実現するために、例え
ば幾つかの制御可能な電流源をトランジスタＴ、のコレ
クタへ接続することができ、あるいは同じ目的のために
、トランジスタＴ１のコレクタへ接続された制御可能な
電流源は、複数の電流レベル（論理切り換え回路ＬＣが
トランジスタＴ４０のベースへ幾つかの電圧レベルを印
加できる）を持ち得る。
れるものではない。例えば多レベル電流発生器（正レベ
ル、負レベル、又は零レベル）ヲ実現するために、例え
ば幾つかの制御可能な電流源をトランジスタＴ、のコレ
クタへ接続することができ、あるいは同じ目的のために
、トランジスタＴ１のコレクタへ接続された制御可能な
電流源は、複数の電流レベル（論理切り換え回路ＬＣが
トランジスタＴ４０のベースへ幾つかの電圧レベルを印
加できる）を持ち得る。
第１図は本発明の一実施例を示し、
第２図は本発明に従った修正を示す。
■１〜Ｉ４・・・電流
ＬＣ・・・論理切り換え回路
Ｒ１−Ｒ４０・・・抵抗
Ｌ＋ Ｔ２・・・ｎｐｎ ）ランジスタＴ３． ’ｒ、
・・・ｐｎｐトランジスタＴ、ｏ、 Ｔ、。・・・トラ
ンジスタ Ｔ４１＋ Ｔ４２・・・トランジスタ Ｕ・・・電位 ＶＣＣ・・・電圧供給源 Ｖ、□Ｆ・・・標準電圧源 Ｖ’ ＲＥＦ・・・標準電圧源 Ｓ・・・出力端子 Ｓ４０ Ｓ、・・・論理信号 ＦＩ６．１
・・・ｐｎｐトランジスタＴ、ｏ、 Ｔ、。・・・トラ
ンジスタ Ｔ４１＋ Ｔ４２・・・トランジスタ Ｕ・・・電位 ＶＣＣ・・・電圧供給源 Ｖ、□Ｆ・・・標準電圧源 Ｖ’ ＲＥＦ・・・標準電圧源 Ｓ・・・出力端子 Ｓ４０ Ｓ、・・・論理信号 ＦＩ６．１
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、少なくとも第１即ち電流供給モードと第２即ち高イ
ンピーダンスモードとを有する切り換えできる電流発生
器を具えた集積回路において、 第１及び第２分枝を有する電流ミラーを具 備する第１ステージと、ｎｐｎ型の第１トランジスタ（
Ｔ＿１）と第２トランジスタ（Ｔ＿２）とを具える差動
ペアーを具備する第２テスージとを具え、それらのトラ
ンジスタのエミッタは相互に接続されると共に所定の大
きさの電流を供給する第１電流源（Ｒ＿１＿０、Ｔ＿１
＿０）へ接続され、且つそれらのトランジスタのコレク
タはそれぞれ前記電流ミラーの第１及び第２分枝へ接続
され、第１トランジスタ（Ｔ＿１）のコレクタがこの切
り換えできる電流発生器の出力端子を形成し、 第１トランジスタ（Ｔ＿１）と第２トランジスタ（Ｔ＿
２）とのエミッタへ接続されたｎｐｎ型の第３トランジ
スタを具備する制御可能な第２電流源（Ｒ＿２＿０、Ｔ
＿２＿０）を具え、前記第２電流源は電流供給状態と不
動作状態とを有し、 第１モードでは第２電流源（Ｒ＿２＿０、Ｔ＿２＿０）
が不動作状態に設定され且つ第１トランジスタ（Ｔ＿１
）を実質的に非導通にするように第２テスージが不平衡
にされ、第２モードでは第２電流源（Ｒ＿２＿０、Ｔ＿
２＿０）が電流供給状態に設定され且つ第２ステージが
平衡にされるような方法で構成された切り換え回路（Ｌ
Ｃ）を具え、また第１電流源と第２電流源との電流が実
質的 に等しいことを特徴とする、切り換えできる電流発生器
を具えた集積回路。 ２、第１トランジスタと第２トランジスタのベースがそ
れぞれ第１抵抗（Ｒ＿１）と第２抵抗（Ｒ＿２）を介し
て標準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）源へ接続され、第１トラ
ンジスタ（Ｔ＿１）のベースへ接続され且つ電流供給状
態と不動作状態とを有する制御可能な第３電流源を具え
、また 前記切り換え回路（ＬＣ）が、この第３電流源を第１モ
ードでは電流供給状態に設定し、第２モードでは不動作
状態に設定するように制御する手段を具えることを特徴
とする、請求項１記載の切り換えできる電流発生器を具
えた集積回路。 ３、第３モードを得るために、この回路が、第１トラン
ジスタ（Ｔ＿１）のコレクタへ接続され且つ電流供給状
態と不動作状態とを有する制御可能なｎｐｎ型の第４電
流源（Ｒ＿４＿０、Ｔ＿４＿０）を具えることを特徴と
する、請求項１又は２記載の切り換えできる電流発生器
を具えた集積回路。 ４、第３モードにおいて第２電流源（Ｒ＿２＿０、Ｔ＿
２＿０）と第４電流源（Ｒ＿４＿０、Ｔ＿４＿０）とが
電流供給状態であり且つ第２ステージが平衡にされるよ
うな方法で、前記切り換え回路が適応されることを特徴
とする、請求項３記載の切り換えできる電流発生器を具
えた集積回路。 ５、第４電流源（Ｒ＿４＿０、Ｔ＿４＿０）の電流が第
１電流源（Ｒ＿１＿０、Ｔ＿１＿０）の電流と実質的に
等しいことを特徴とする、請求項４記載の切り換えでき
る電流発生器を具えた集積回路。 ６、第３モードにおいて第２電流源が不動作状態であり
、第２ステージが不平衡にされ、且つ第４電流源（Ｒ＿
４＿０、Ｔ＿４＿０）が電流供給状態にあるような方法
で、前記切り換え回路が適応されることを特徴とする、
請求項３記載の切り換えできる電流発生器を具えた集積
回路。 ７、第４電流源（Ｒ＿４＿０、Ｔ＿４＿０）の電流が第
１電流源（Ｒ＿１＿０、Ｔ＿１＿０）の電流の２倍と実
質的に等しいことを特徴とする、請求項６記載の切り換
えできる電流発生器を具えた集積回路。 ８、少なくとも１個の制御可能な電流源がディジタル−
アナログ変換器であり且つ電流出力端子を有することを
特徴とする、請求項１〜７のうちいずれか１項記載の切
り換えできる電流発生器を具えた集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8817501A FR2641388B1 (fr) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | Circuit integre comprenant un generateur de courant commutable |
| FR8817501 | 1988-12-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02222014A true JPH02222014A (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=9373639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1338795A Pending JPH02222014A (ja) | 1988-12-30 | 1989-12-28 | 切り換えできる電流発生器を具えた集積回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4970452A (ja) |
| EP (1) | EP0376383B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02222014A (ja) |
| KR (1) | KR900010528A (ja) |
| DE (1) | DE68909576T2 (ja) |
| FR (1) | FR2641388B1 (ja) |
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| US5444361A (en) * | 1992-09-23 | 1995-08-22 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Wideband linear and logarithmic signal conversion circuits |
| US5498952A (en) * | 1991-09-30 | 1996-03-12 | Sgs-Thomson Microelectronics, S.A. | Precise current generator |
| US5471132A (en) * | 1991-09-30 | 1995-11-28 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Logarithmic and exponential converter circuits |
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| US5498953A (en) * | 1992-09-23 | 1996-03-12 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | HCM based transconductor circuits |
| US5825167A (en) * | 1992-09-23 | 1998-10-20 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Linear transconductors |
| US5545973A (en) * | 1994-04-04 | 1996-08-13 | Texas Instruments Incorporated | Current generator for integrated circuits and method of construction |
| IT1311075B1 (it) * | 1999-03-05 | 2002-02-28 | St Microelectronics Srl | Amplificatore differenziale con circuito di regolazione di modo comune |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4458201A (en) * | 1982-04-05 | 1984-07-03 | Burr-Brown Research Corp. | Digitally controlled precision current source with an open loop compensation circuit |
| JPS59154614A (ja) * | 1983-02-23 | 1984-09-03 | Hitachi Ltd | 電流駆動回路 |
| JPS6020394A (ja) * | 1983-07-14 | 1985-02-01 | Ricoh Co Ltd | 電源切換回路 |
| US4584520A (en) * | 1984-03-12 | 1986-04-22 | Raytheon Company | Switchable current source circuitry having a current mirror and a switching transistor coupled in parallel |
| FR2583933B1 (fr) * | 1985-06-25 | 1995-09-01 | Thomson Csf | Alimentation electrique |
| ATE82808T1 (de) * | 1985-09-30 | 1992-12-15 | Siemens Ag | Schaltbare bipolare stromquelle. |
| IT1186383B (it) * | 1985-11-20 | 1987-11-26 | Gte Telecom Spa | Perfezionamenti agli attenuatori a diodi pin |
| JP2758594B2 (ja) * | 1985-11-21 | 1998-05-28 | 日本電気株式会社 | チャージポンプ回路 |
| US4818901A (en) * | 1987-07-20 | 1989-04-04 | Harris Corporation | Controlled switching CMOS output buffer |
-
1988
- 1988-12-30 FR FR8817501A patent/FR2641388B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-12-19 US US07/452,852 patent/US4970452A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-20 EP EP89203256A patent/EP0376383B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1989-12-20 DE DE89203256T patent/DE68909576T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-27 KR KR1019890019609A patent/KR900010528A/ko active IP Right Grant
- 1989-12-28 JP JP1338795A patent/JPH02222014A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4970452A (en) | 1990-11-13 |
| DE68909576D1 (de) | 1993-11-04 |
| EP0376383B1 (fr) | 1993-09-29 |
| DE68909576T2 (de) | 1994-04-07 |
| KR900010528A (ko) | 1990-07-07 |
| FR2641388A1 (fr) | 1990-07-06 |
| FR2641388B1 (fr) | 1991-03-15 |
| EP0376383A1 (fr) | 1990-07-04 |
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