JPH02193566A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
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- JPH02193566A JPH02193566A JP1269189A JP1269189A JPH02193566A JP H02193566 A JPH02193566 A JP H02193566A JP 1269189 A JP1269189 A JP 1269189A JP 1269189 A JP1269189 A JP 1269189A JP H02193566 A JPH02193566 A JP H02193566A
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- Japan
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- capacitors
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 102
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000003292 glue Substances 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、直列接続した複数個のコンデンサを直流電源
により充電して、それらのコンデンサで分圧された電圧
により直流出力電圧を得るスイッチトキャパシタ型のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関するものである。
により充電して、それらのコンデンサで分圧された電圧
により直流出力電圧を得るスイッチトキャパシタ型のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関するものである。
例えば特開昭５８−５８８６３号公報には、ＤＣ−ＤＣ
コンバータであるスイッチドキャパシタ変成器が提案さ
れている。
コンバータであるスイッチドキャパシタ変成器が提案さ
れている。
また、本願出願人はこの種のスイッチトキャパシタ型の
ＤＣ−ＤＣコンバータを特願昭６３−２３１２２３号に
よって出願している。第４図はそのＤＣ−ＤＣコンバー
タの要部回路図であり、第５図及び第６図はＤＣ−ＤＣ
コンバータの等価回路の回路図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータを特願昭６３−２３１２２３号に
よって出願している。第４図はそのＤＣ−ＤＣコンバー
タの要部回路図であり、第５図及び第６図はＤＣ−ＤＣ
コンバータの等価回路の回路図である。
第４図において、電圧入力端子ｔ＋、 ｈ間にはバッテ
リからなる直流電源１０を接続している。−側電圧入力
端子ｔ１はスイッチ１，２の直列回路を介して一側電圧
出力端子ｔｌｏと接続されている。また他側電圧入力端
子ｔ！は他側電圧出力端子ｔ２゜と接続されている。前
記スイッチ２にはコンデンサＣ０とスイッチ４との直列
回路が並列接続されており、コンデンサＣＩとスイッチ
４との接続中間点はスイッチ３を介して他側電圧入力端
子１１と接続されている。他側電圧入力端子ｔ２はスイ
ッチ７と８との直列回路を介して前記−側電圧出力端子
ｔ、。
リからなる直流電源１０を接続している。−側電圧入力
端子ｔ１はスイッチ１，２の直列回路を介して一側電圧
出力端子ｔｌｏと接続されている。また他側電圧入力端
子ｔ！は他側電圧出力端子ｔ２゜と接続されている。前
記スイッチ２にはコンデンサＣ０とスイッチ４との直列
回路が並列接続されており、コンデンサＣＩとスイッチ
４との接続中間点はスイッチ３を介して他側電圧入力端
子１１と接続されている。他側電圧入力端子ｔ２はスイ
ッチ７と８との直列回路を介して前記−側電圧出力端子
ｔ、。
と接続されており、スイッチ８にはコンデンサＣ２とス
イッチ６との直列回路が並列接続されている。
イッチ６との直列回路が並列接続されている。
そしてスイッチ６とコンデンサＣ８との接続中間点は、
スイッチ５を介して前記−側電圧入力端子ｔ。
スイッチ５を介して前記−側電圧入力端子ｔ。
と接続されている。また−側電圧出力端子ｔｏｏは平滑
コンデンサＣ１を介して他側電圧出力端子ｔ２゜と接続
されており、また両電圧出力端子ｉ１０＋ ｈ。
コンデンサＣ１を介して他側電圧出力端子ｔ２゜と接続
されており、また両電圧出力端子ｉ１０＋ ｈ。
間には負荷１１を介装させている。スイッチ１．２゜３
・・・８は例えばＭＯＳ−Ｆｔ！Ｔからなっており、コ
ンデンサＣ，，Ｃ，は同一容量に選定されている。
・・・８は例えばＭＯＳ−Ｆｔ！Ｔからなっており、コ
ンデンサＣ，，Ｃ，は同一容量に選定されている。
次にこのＤＣ−ＤＣコンバータの動作を第４図乃至第６
図により説明する。
図により説明する。
このＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ１，２・・・８は
、それにオン、オフ制御のためのクロック信号を与える
ことによりスイッチ１．２・・・８がオン、オフ制御さ
れる。またスイッチ１，４．６．７とスイッチ２．３，
５．８とが交互にスイッング動作するようになっている
。電圧入力端子１．、１．間に１０■の直流電圧を与え
ると、コンデンサＣ３と０２とで分圧されて電圧出力端
子ｔ、。、 ｔｚ。間に５ｖの直流電圧が出力されるよ
うになっている。いま、コンデンサＣ２が既に入力電圧
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電位差５ｖで充電されており、
コンデンサＣＩが放電を完了しているとして、スイッチ
１，４，６．７がオン状態、スイッチ２．３，５．８が
オフ状態になると第５図に示す等価回路となる。それに
より、コンデンサＣＩは電位差Ｖｉ −Ｖｏ （＝１０
−５ ＝５Ｖ）の電圧で充電される。一方、充電が完了
しているコンデンサＣｔからはその放電によって負荷１
１に対してエネルギーが供給される。次にスイッチ１．
４゜６．７がオフ状態、スイッチ２．３，５．８がオン
状態になると、第６図に示す等価回路となる。
、それにオン、オフ制御のためのクロック信号を与える
ことによりスイッチ１．２・・・８がオン、オフ制御さ
れる。またスイッチ１，４．６．７とスイッチ２．３，
５．８とが交互にスイッング動作するようになっている
。電圧入力端子１．、１．間に１０■の直流電圧を与え
ると、コンデンサＣ３と０２とで分圧されて電圧出力端
子ｔ、。、 ｔｚ。間に５ｖの直流電圧が出力されるよ
うになっている。いま、コンデンサＣ２が既に入力電圧
Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電位差５ｖで充電されており、
コンデンサＣＩが放電を完了しているとして、スイッチ
１，４，６．７がオン状態、スイッチ２．３，５．８が
オフ状態になると第５図に示す等価回路となる。それに
より、コンデンサＣＩは電位差Ｖｉ −Ｖｏ （＝１０
−５ ＝５Ｖ）の電圧で充電される。一方、充電が完了
しているコンデンサＣｔからはその放電によって負荷１
１に対してエネルギーが供給される。次にスイッチ１．
４゜６．７がオフ状態、スイッチ２．３，５．８がオン
状態になると、第６図に示す等価回路となる。
そうすると、先に放電したコンデンサＣ２は前記同様に
電位差Ｖｉ−Ｖｏで充電され、逆に先に充電を完了した
コンデンサＣ５はその放電により負荷重１にエネルギー
を供給する。そして、このようなスイッチング動作がク
ロック信号の周波数で繰り返されることにより、負荷１
１に対してエネルギーが継続的に供給される。
電位差Ｖｉ−Ｖｏで充電され、逆に先に充電を完了した
コンデンサＣ５はその放電により負荷重１にエネルギー
を供給する。そして、このようなスイッチング動作がク
ロック信号の周波数で繰り返されることにより、負荷１
１に対してエネルギーが継続的に供給される。
ここで平滑コンデンサＣ３はコンデンサＣ＋、 Ｃｚか
ら供給されるエネルギーがクロック信号の周波数あるい
はスイッチのオン、オフ動作により高周波数で生じる電
圧変動を平滑化する。なお、入力電圧Ｖｔの変動に対し
て出力電圧Ｖｏを安定化するためにクロック信号のパル
ス幅を入力電圧Ｖｉに関連してＰＷＭ制御している。こ
のようにして、このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧
ＶｉをコンデンサＣ＋、 Ｃｚで分圧して出力電圧ν０
を得ることにより、入出力電圧比は２：ｌとなっている
。
ら供給されるエネルギーがクロック信号の周波数あるい
はスイッチのオン、オフ動作により高周波数で生じる電
圧変動を平滑化する。なお、入力電圧Ｖｔの変動に対し
て出力電圧Ｖｏを安定化するためにクロック信号のパル
ス幅を入力電圧Ｖｉに関連してＰＷＭ制御している。こ
のようにして、このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧
ＶｉをコンデンサＣ＋、 Ｃｚで分圧して出力電圧ν０
を得ることにより、入出力電圧比は２：ｌとなっている
。
前述したＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１０に接続
された直列接続のコンデンサＣＩとＣｔとの接続状態を
切換えることにより、充電されたコンデンサから負荷１
１にエネルギーを供給し、入力電圧ＶｉをコンデンサＣ
，，Ｃ，で分圧した出力電圧Ｖｏを得ている。そのため
コンデンサＣ，，Ｃ，の接続状態を切換えるために８個
のスイッチ１．２．３・・・８を必要とする。したがっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その回路が複雑化して、
回路部品数も多く大形化してコストアップするという問
題がある。
された直列接続のコンデンサＣＩとＣｔとの接続状態を
切換えることにより、充電されたコンデンサから負荷１
１にエネルギーを供給し、入力電圧ＶｉをコンデンサＣ
，，Ｃ，で分圧した出力電圧Ｖｏを得ている。そのため
コンデンサＣ，，Ｃ，の接続状態を切換えるために８個
のスイッチ１．２．３・・・８を必要とする。したがっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その回路が複雑化して、
回路部品数も多く大形化してコストアップするという問
題がある。
本発明は斯かる問題に鑑み、スイッチの数が少なく、簡
単な回路で、安価に構成できるＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とする。
単な回路で、安価に構成できるＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とする。
本発明に係るＤＣ−ＯＣコンバータは、直流電源に接続
される直列接続の複数個のコンデンサと、該コンデンサ
に並列接続される補助コンデンサと、該補助コンデンサ
を前記コンデンサに接続する複数のスイッチとを備え、
前記スイッチのスイッチング動作により、前記補助コン
デンサを、前記複数のコンデンサに順次的に並列接続す
ることを反復すべく構成してあることを特徴とする。
される直列接続の複数個のコンデンサと、該コンデンサ
に並列接続される補助コンデンサと、該補助コンデンサ
を前記コンデンサに接続する複数のスイッチとを備え、
前記スイッチのスイッチング動作により、前記補助コン
デンサを、前記複数のコンデンサに順次的に並列接続す
ることを反復すべく構成してあることを特徴とする。
直流電源により直列接続したコンデンサが充電される。
補助コンデンサは複数のスイッチにより、直列接続した
コンデンサに順次的に並列接続される。補助コンデンサ
が放電状態にあるときは並列接続したコンデンサにより
充電され、充電状態にあるときは並列接続したコンデン
サへ放電する。
コンデンサに順次的に並列接続される。補助コンデンサ
が放電状態にあるときは並列接続したコンデンサにより
充電され、充電状態にあるときは並列接続したコンデン
サへ放電する。
この充電状態と放電状態とをスイッチのスイッチング動
作により反復する。
作により反復する。
これにより直流電源の電圧が所定の直流電圧に変換され
る。
る。
以下本発明をその実施例を示す図面によって詳述する。
第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部回路
図である。電圧入力端子ｔ＋、 Ｌｘ間には、例えばバ
フテリである直流電源１０が接続されており、またスイ
ッチＳ、と補助コンデンサＣ３とスイッチＳ２との直列
回路が介装されている。スイッチＳ、には、コンデンサ
Ｃ１とスイッチＳ、との直列回路が並列接続されている
。スイッチＳＲにはスイッチＳ４と、スパイクノイズ除
去用のりアクドルＬと、コンデンサＣ２との直列回路が
並列接続されている。
図である。電圧入力端子ｔ＋、 Ｌｘ間には、例えばバ
フテリである直流電源１０が接続されており、またスイ
ッチＳ、と補助コンデンサＣ３とスイッチＳ２との直列
回路が介装されている。スイッチＳ、には、コンデンサ
Ｃ１とスイッチＳ、との直列回路が並列接続されている
。スイッチＳＲにはスイッチＳ４と、スパイクノイズ除
去用のりアクドルＬと、コンデンサＣ２との直列回路が
並列接続されている。
またスイッチＳ４とりアクドルＬとの接続中間点は前記
スイッチＳ、とコンデンサＣ５との接続中間点と接続さ
れている。コンデンサＣ２とリアクトルＬとの接続中間
点は一側電圧出力端子ｔｌｏと接続されており、コンデ
ンサＣ２とスイッチＳ２との接続中間点は前記他側電圧
入力端子ｔ、及び他側電圧出力端子ｔ２゜と接続されて
いる。そして電圧出力端子ｊｌ＠＋ｔ２゜間には負荷１
１を介装させている。前記スイッチＳｔ、 Ｓｔ、 ｓ
、、 Ｓｓは例えばＭＯＳ−ＦＢＴからなッテイる。ま
た前記リアクトルＬのインダクタンスは数μＨに、コン
デンサＣＩ＋ Ｃｚ、Ｃｓは同一容量に選定しである。
スイッチＳ、とコンデンサＣ５との接続中間点と接続さ
れている。コンデンサＣ２とリアクトルＬとの接続中間
点は一側電圧出力端子ｔｌｏと接続されており、コンデ
ンサＣ２とスイッチＳ２との接続中間点は前記他側電圧
入力端子ｔ、及び他側電圧出力端子ｔ２゜と接続されて
いる。そして電圧出力端子ｊｌ＠＋ｔ２゜間には負荷１
１を介装させている。前記スイッチＳｔ、 Ｓｔ、 ｓ
、、 Ｓｓは例えばＭＯＳ−ＦＢＴからなッテイる。ま
た前記リアクトルＬのインダクタンスは数μＨに、コン
デンサＣＩ＋ Ｃｚ、Ｃｓは同一容量に選定しである。
次にこのように構成したＤＣ−ＤＣコンバータの動作を
第１図及びその等何回路を示す第２図、第３図とともに
説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＳｌ、
Ｓｔ、 ｓ、、 Ｓｔは、それにオン、オフ制御のた
めのクロック信号を与えることによりスイッチＳ、Ｓ２
．Ｓ３．Ｓ４がオン、オフ制御される。そしてスイッチ
Ｓｒ、Ｓｔと、スイッチＳ、、 Ｓ３とが交互にスイッ
チング動作するようにクロック信号が与えられるように
なっている。いま、電圧入力端子Ｌｌ＋ｔ２間にＩＯＶ
の直流電圧たる入力電圧Ｖｉを与えると、コンデンサＣ
Ｉ＋ ｃ２が充電されて夫々の端子電圧はともに５ｖに
なり、コンデンサＣｔから負荷１１へエネルギーが供給
される。それによりコンデンサＣ２の端子電圧が低下し
コンデンサＣ１の端子電圧が上昇することになる。ここ
でスイッチＳｌ、 Ｓ、がオン状態に、スイッチＳｔ、
ｈがオフ状態になると、第２図に示す等何回路となる
。それにより端子電圧が上昇しているコンデンサＣＩに
より補助コンデンサＣ５が充電される。続いてスイッチ
ＳＩ＋ Ｓａがオフ状態に、スイッチＳ、、 Ｓ、がオ
ン状態になると第３図に示す等何回路となる。そのため
充電が完了している補助コンデンサＣ５がコンデンサＣ
２に並列接続されて、補助コンデンサＣ３によりコンデ
ンサＣ１が充電される。そのためコンデンサＣ２及び補
助コンデンサＣ８から負荷１１にエネルギーが供給され
て出力電圧Ｖｏの低下が抑制されることになる。
第１図及びその等何回路を示す第２図、第３図とともに
説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＳｌ、
Ｓｔ、 ｓ、、 Ｓｔは、それにオン、オフ制御のた
めのクロック信号を与えることによりスイッチＳ、Ｓ２
．Ｓ３．Ｓ４がオン、オフ制御される。そしてスイッチ
Ｓｒ、Ｓｔと、スイッチＳ、、 Ｓ３とが交互にスイッ
チング動作するようにクロック信号が与えられるように
なっている。いま、電圧入力端子Ｌｌ＋ｔ２間にＩＯＶ
の直流電圧たる入力電圧Ｖｉを与えると、コンデンサＣ
Ｉ＋ ｃ２が充電されて夫々の端子電圧はともに５ｖに
なり、コンデンサＣｔから負荷１１へエネルギーが供給
される。それによりコンデンサＣ２の端子電圧が低下し
コンデンサＣ１の端子電圧が上昇することになる。ここ
でスイッチＳｌ、 Ｓ、がオン状態に、スイッチＳｔ、
ｈがオフ状態になると、第２図に示す等何回路となる
。それにより端子電圧が上昇しているコンデンサＣＩに
より補助コンデンサＣ５が充電される。続いてスイッチ
ＳＩ＋ Ｓａがオフ状態に、スイッチＳ、、 Ｓ、がオ
ン状態になると第３図に示す等何回路となる。そのため
充電が完了している補助コンデンサＣ５がコンデンサＣ
２に並列接続されて、補助コンデンサＣ３によりコンデ
ンサＣ１が充電される。そのためコンデンサＣ２及び補
助コンデンサＣ８から負荷１１にエネルギーが供給され
て出力電圧Ｖｏの低下が抑制されることになる。
そして、このようなスイッチング動作がクロック信号の
周波数で繰り返されて、負荷１１に対してエネルギーが
継続的に供給される。つまり、コンデンサＣ２のみから
負荷１１ヘエネルギーを供給している期間は補助コンデ
ンサＣ１がコンデンサＣＩにより充電されており、負荷
１１へのエネルギー供給によってコンデンサＣｔの端子
電圧が低下し始めたときに、充電を完了した補助コンデ
ンサＣ１がコンデンサＣ２に並列接続されてコンデンサ
Ｃ２を充電する。それによって、コンデンサＣ２の端子
電圧、即ち出力電圧Ｖｏが略一定に保持されることにな
る。
周波数で繰り返されて、負荷１１に対してエネルギーが
継続的に供給される。つまり、コンデンサＣ２のみから
負荷１１ヘエネルギーを供給している期間は補助コンデ
ンサＣ１がコンデンサＣＩにより充電されており、負荷
１１へのエネルギー供給によってコンデンサＣｔの端子
電圧が低下し始めたときに、充電を完了した補助コンデ
ンサＣ１がコンデンサＣ２に並列接続されてコンデンサ
Ｃ２を充電する。それによって、コンデンサＣ２の端子
電圧、即ち出力電圧Ｖｏが略一定に保持されることにな
る。
そして入力電圧ＶｉがコンデンサＣ，，Ｃ，により分圧
されて入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの比が２：１とな
り、安定した出力電圧Ｖｏが得られる。
されて入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの比が２：１とな
り、安定した出力電圧Ｖｏが得られる。
そして、コンデンサＣｔはクロック信号の周波数あるい
はスイッチのオン、オフ動作により補助コンデンサＣ８
が高周波数で放電することにより生じる電圧変動を平滑
化する。
はスイッチのオン、オフ動作により補助コンデンサＣ８
が高周波数で放電することにより生じる電圧変動を平滑
化する。
なお、入力電圧Ｖｉが変動した場合に出力電圧Ｖ。
を安定化するために、スイッチＳＩ＋ Ｓｚ、 Ｓ３．
Ｓ４をオン、オフ制御するクロック信号の時間幅を入力
電圧Ｖｉに関連してＰＷＭ制御している。
Ｓ４をオン、オフ制御するクロック信号の時間幅を入力
電圧Ｖｉに関連してＰＷＭ制御している。
このように本発明のｐｃ−ｏｃコンバータは補助コンデ
ンサＣ８を、直列接続したコンデンサＣＩ＋ Ｃｔに順
次的に並列接続するから、補助コンデンサＣ８を充放電
させるべきスイッチを４個用いればよいことになる。し
たがって直列接続したコンデンサの接続状態を変更する
従来のＤＣ−ＤＣコンパ−夕に比べてスイッチの数が半
減することになる。
ンサＣ８を、直列接続したコンデンサＣＩ＋ Ｃｔに順
次的に並列接続するから、補助コンデンサＣ８を充放電
させるべきスイッチを４個用いればよいことになる。し
たがって直列接続したコンデンサの接続状態を変更する
従来のＤＣ−ＤＣコンパ−夕に比べてスイッチの数が半
減することになる。
そのため、回路が簡単になり小形化し得て、ｏｃ−ｏｃ
コンバータのコストがｉｘする。
コンバータのコストがｉｘする。
なお、本実施例では、直流電源に接続される直列接続の
コンデンサの数を２個としているが、その数は何ら限定
されるものではない。即ち、コンデンサの数は人、出力
電圧比に関連して、その数を選定すればよい。また補助
コンデンサの数を１個としているが、その数は限定され
ず、出力容量が大きい場合にはその補助コンデンサの数
を増加させることが必要である。更にスイッチＳＩ＋
Ｓ！＋５３、 Ｓ、はＭＯＳ−ＦＥＴ以外のスイッチ手
段でもよいのは勿論である。
コンデンサの数を２個としているが、その数は何ら限定
されるものではない。即ち、コンデンサの数は人、出力
電圧比に関連して、その数を選定すればよい。また補助
コンデンサの数を１個としているが、その数は限定され
ず、出力容量が大きい場合にはその補助コンデンサの数
を増加させることが必要である。更にスイッチＳＩ＋
Ｓ！＋５３、 Ｓ、はＭＯＳ−ＦＥＴ以外のスイッチ手
段でもよいのは勿論である。
以上詳述したように本発明は、直流電源に接続される直
列接続の複数個のコンデンサの接続状態を変更せずに、
補助コンデンサをそれらのコンデンサに順次的に並列接
続する構成にしたから、補助コンデンサの充放電状態を
切換えるためのスイッチの数を、直列接続のコンデンサ
の接続状態を変更する従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバ
ークに比べて半減できる。
列接続の複数個のコンデンサの接続状態を変更せずに、
補助コンデンサをそれらのコンデンサに順次的に並列接
続する構成にしたから、補助コンデンサの充放電状態を
切換えるためのスイッチの数を、直列接続のコンデンサ
の接続状態を変更する従来のこの種のＤＣ−ＤＣコンバ
ークに比べて半減できる。
したがって、回路が簡単になり回路部品数が減少してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのコストを低減して、安価なりＣ−
ＤＣコンバータを提供できる優れた効果を奏する。
Ｃ−ＤＣコンバータのコストを低減して、安価なりＣ−
ＤＣコンバータを提供できる優れた効果を奏する。
第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部回路
図、第２図及び第３図はその等価回路の回路図、第４図
は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの要部回路図、第５図及
び第６図はその等価回路の回路図である。 １０・・・直流電源 １１・・・負荷 ｉ＋＋５・・・電圧入力端子 Ｌ、。＋ ｔｗｏ・・・
電圧出力端子Ｃ，、Ｃ，・・・コンデンサ Ｃ８・・・
補助コンデンサＳ＋、Ｓｔ、Ｓｊ、Ｓ４・・・スイッチ
特 許 出願人 住友金属工業株式会社代理人 弁理
士 河 野 登 火弟 図 弔 図 弔 ３ 図 弔 図 弔 図 弔 図
図、第２図及び第３図はその等価回路の回路図、第４図
は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの要部回路図、第５図及
び第６図はその等価回路の回路図である。 １０・・・直流電源 １１・・・負荷 ｉ＋＋５・・・電圧入力端子 Ｌ、。＋ ｔｗｏ・・・
電圧出力端子Ｃ，、Ｃ，・・・コンデンサ Ｃ８・・・
補助コンデンサＳ＋、Ｓｔ、Ｓｊ、Ｓ４・・・スイッチ
特 許 出願人 住友金属工業株式会社代理人 弁理
士 河 野 登 火弟 図 弔 図 弔 ３ 図 弔 図 弔 図 弔 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電源に接続される直列接続の複数個のコンデン
サと、該コンデンサに並列接続される補助コンデンサと
、該補助コンデンサを前記コンデンサに接続する複数の
スイッチとを備え、 前記スイッチのスイッチング動作により、 前記補助コンデンサを、前記複数のコンデンサに順次的
に並列接続することを反復すべく構成してあることを特
徴とするスイッチトキャパシタ型のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1269189A JPH02193566A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1269189A JPH02193566A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02193566A true JPH02193566A (ja) | 1990-07-31 |
Family
ID=11812402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1269189A Pending JPH02193566A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02193566A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7099167B2 (en) | 2002-11-26 | 2006-08-29 | Seiko Epson Corporation | Step-down circuit, power supply circuit, and semiconductor integrated circuit |
| JP2009201199A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Al-Aid Corp | 降圧型レギュレータおよび半導体集積回路 |
-
1989
- 1989-01-20 JP JP1269189A patent/JPH02193566A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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