JPH02179267A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

Info

Publication number
JPH02179267A
JPH02179267A JP1234577A JP23457789A JPH02179267A JP H02179267 A JPH02179267 A JP H02179267A JP 1234577 A JP1234577 A JP 1234577A JP 23457789 A JP23457789 A JP 23457789A JP H02179267 A JPH02179267 A JP H02179267A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
reactor
current
switching
power supply
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP1234577A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH06101930B2 (ja
Inventor
Kosuke Harada
原田　耕介
Hiroshi Sakamoto
浩 坂本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kyushu University NUC
Original Assignee
Kyushu University NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kyushu University NUC filed Critical Kyushu University NUC
Priority to JP1234577A priority Critical patent/JPH06101930B2/ja
Priority to CA 2017639 priority patent/CA2017639C/en
Priority to US07/530,814 priority patent/US5063488A/en
Priority to DE19904019158 priority patent/DE4019158C2/de
Publication of JPH02179267A publication Critical patent/JPH02179267A/ja
Publication of JPH06101930B2 publication Critical patent/JPH06101930B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0416—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/04163—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H02M7/5233—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement
    • H02M7/5236—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement in a series push-pull arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直接もしくは変成器を介して互いに係合した
複数個のスイッチ素子を直流電圧源に接続して交互にオ
ン・オフさせて直流電力もしくは所望周波数の交流電力
を取出す制御可能なスイッチング電源装置に関し、特に
、スイッチ素子の寄生容量によるサージ電流の発止を防
止するようにしたものである。
（従来の技術） 一般に、この種のスイッチング電源装置は、小型で高効
率が得られるので、情報処理装置等の電源装置として従
来から広く用いられている。特に、この種の電源装置の
うちで電力容量が比較的大きい装置、あるいは、直流電
圧源から正弦波形の交流出力を得る交流電源装置等につ
いては、プッシュプル型、ブリッジ型等のように、対を
なして接続した複数個のスイッチ素子を交互に切替えて
交流出力の周波数や電力等を制御する可制御電源装置が
多く用いられている。
しかして、従来のこの種スイッチング電源装置は、基本
的には概略第６図に示すように構成され、第７図（ａ）
、　（ｂ）に各部波形を示すように動作していた。すな
わち、第６図に示すように、直流電圧源の両端に一対の
スイッチ１．２を互いに直列にして接続し、スイッチ１
，２の相互接続点７と負荷６との間にはチョークコイル
３とコンデンサ４とからなるローパスフィルタを介挿し
である。かかる概略構成のスイッチング電源装置の動作
時には、スイッチｌとスイッチ２とを交互にオン・オフ
させ、そのオン期間とオフ期間との時間比率を例えば第
７図（ａ）に示すように正弦波状に変化するように制御
すると、正弦波状にパルス幅変調した方形波電圧パルス
列が接続点７に発生する。この方形波電圧パルス列をチ
ョークコイル３およびコンデンサ４からなるローパスフ
ィルタに導いてスイッチング周波数成分を除去すると、
第７図（ｂ）に示すような正弦波状の交流出力電圧が得
られる。
（発明が解決しようとする課題） 上述のような構成により上述のように動作する４１のス
イッチング電源装置においては、スイッチｌおよび２が
正確に方形波状にオン・オフする理想的なスイッチ素子
からなり、それらのスイッチ素子を駆動してそのオン・
オフを制御する制御信号も正確な方形波信号であれば何
ら問題は生じないが、実際に用いるスイッチ素子につい
ては、そのスイッチ素子に固有の特性に起因してスイッ
チ切替えの際に問題が住する。
かかるスイッチ切替え時に住する問題を、第８図に示す
ように、スイッチｌおよび２として最もｔｖ遍的な金属
酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−Ｆ［！Ｔ
）を用いた場合を例にとって以下に詳細に説明する。な
お、第８図示の構成は、スイッチｌおよび２をそれぞれ
ＭＯＳ−ＰＥ７１および２とした他は、第１図示の構成
と全く同一とする。
しかして、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ）は、そのゲートに印加して駆動する制御
信号が理想的な方形波信号であれば、バイポーラトラン
ジスタとは異なり、残留キャリヤによる蓄積時間に基づ
くオフ動作の遅れがないので、第８図示の構成における
ＦＥＴＩと同↑２とが同時にオン状態となることはない
、しかしながら、実際には、ＭＯＳ−ＰＩ！Ｔのドレイ
ンとソースとの間には数百９Ｆ乃至数＋ｎＰ程度の大き
い静電容量が寄生しており、ＰＩ！Ｔスイッチ対のオン
・オフ切替えの際には、この大きい寄生容量に蓄えられ
た電荷をオフ動作に支障がないように如何に処理するか
が重大な問題となる。
すなわち、ＭＯＳ−ＰＥＴの等価回路は第９図に示すよ
うになり、構造上からして、ゲート・ソース間、ドレイ
ン・ソース間およびドレイン・ゲート間にそれぞれの寄
生容量Ｃ１，Ｃ４，およびＣ１１９が存在し、また、ド
レイン・ソース間抵抗Ｒｄｓはゲート・ソース間電圧に
応じて無限大に近い値から零に近い値まで大幅に変化し
、無限大に近い値がオフ状態に対応し、零に近い値がオ
ン状態に対応する。
さらに、ドレイン・ソース間には図示のように寄生ダイ
オードＤ０が存在する。かかる等価回路について上述し
たオン・オフ切替え時に生ずる問題を眺めると、ＭＯＳ
−ＰＩ！Ｔにおけるドレイン・ソース間の寄生容量Ｃ１
に蓄えられた電荷がドレイン・ソース間の抵抗！？ｄｉ
を介して充放電されることに起因して、ＰＵＴスイッチ
対の切替え時にＦＩＴスイッチに大きいサージ電流が流
れる問題となる。例えば、第８図示の構成においてＩ？
ＥＴ　ｌがオン状態からオフ状態に切替えられても、Ｆ
［！Ｔ　ｌおよびＦ［ｉ↑２のそれぞれのドレイン・ソ
ース間容量　ｃ　ａ−には電荷が残ゲζいるので、引続
いて１７ＣＴ　２がオフ状態からオン状態に切替えられ
た時点においては、１？［ＥＴ　２のドレイン・ソース
間容Ｗｔｃａ−に残っていた電荷がＦ［！Ｔ　２の零に
近いオン抵抗Ｌｍによって短絡されると同時に、ｒｌ［
！Ｔ　ｌのドレイン・ソース間容！ｆｌ：ｃｉ−に直接
電圧源５からの電荷がＮＥＴ　２のオン抵抗Ｒ１を介し
て充電されるので、Ｆｆ！Ｔ　２のオン抵抗Ｐ。には大
きいピークをなすサージ電流が流れることになり、また
、これとは逆に、ＦＥＴ２がオン状態からオフ状態に切
替えられ、引続いてＦＥＴ　１がオフ状態からオン状態
に切替えられた時点においても、上述と同様に、ＦＩＴ
　１のオン抵抗Ｒｊｌに大きいピークをなすサージ電流
が流れることになる。
その結果、一対のスイッチ素子としてのｌ’ＥＴ　ｌお
よび２の各ドレイン・ソース間容量に蓄えられた電荷は
、それら一対のスイッチ素子のオン・オフ反転の都度、
各ＦＥＴのオン抵抗Ｉ？４．に流れるサージ電流となっ
て熱に変換され、消費される。かかるサージ電流による
電力の損失、あるいは、スイッチ素子の発熱やノイズの
発生等は、素子切替えのスイッチング周波数の上昇に比
例して増大する。したがって、かかるサージ電流の発生
は、スイッチング電源装置におけるスイッチ素子対切替
え周波数の上昇による高効率化を極めて困難にするばか
りでなく、サージ電流のピーク値が過大であれば、スイ
ッチ素子が破壊される危険性さえ伴うことになる。
かかるスイッチ素子対切替え時のサージ電流発生の問題
に対し、従来のスイッチング電源装置においては、スイ
ッチ素子をかかるサージ電流の発生から保護するために
、第１０図（ａ）に示すように、１？ＩＥＴ　１および
２の各ゲートに数百オーム程度の抵抗値を有するゲート
抵抗８□および８、を直列に接続してゲート電圧の立上
りを緩やかにすることにより、各ＰＩ！Ｔ１．２がそれ
ぞれオン状態に切替わる際のドレイン・ソース間抵抗Ｒ
ｄｇの抵抗値を徐々に変化させて完全なオン状態に導き
、サージ電流の発生は止むを得ないとしてもそのピーク
値を低い値に抑えたり、また、第１Ｏ図（ｂ）に示すよ
うに、各ＦＩＴ　１．２に対してそれぞれ直列に可飽和
磁心８１および８□を接続したり、さらには、第１０図
（Ｃ）に示すように、各ｐｔ：’ｒ　ｔおよび２にそれ
ぞれ並列にして、例えば抵抗とコンデンサとの直列接続
からなるスナバ回路８ｃ＋および８ｃ２等の電圧・電流
の急激な変化を抑える回路素子を接続してサージ電流の
発生を防止するようにしていた。
しかしながら、上述したような従来の防止手段によって
はサージ電流の発生を完全には防止し得す、したがって
ｆ’［！Ｔの寄生容量等に蓄えられた電荷が最終的には
Ｐ［！Ｔのドレイン・ソース間抵抗Ｒ４、において熱と
して消費されることになるので、スイッチング電源装置
におけるスイッチ素子対切替えのスイッチング周波数の
上昇に伴う電力消費量の増大あるいは発熱量の増大等、
スイッチ素子対切替え時におけるサージ電流発生の防止
がこの種のスイッチング電源装置について解決すべき従
来の重要課題であった。
（課題を解決するための手段） 本発明の目的は、上述した従来の課題を解決し、スイッ
チ素子の切替え時に、スイッチ素子やトランス等の寄生
容量に起因したサージ電流の発生を防止して高効率の小
型電源装置が得られるようにしたスイッチング電源装置
を提供することにある。
すなわち、本発明スイッチング電源装置は、直接もしく
は変成器を介して互いに係合した少なくとも２個のスイ
ッチ素子を直流電圧源に接続して交互にオン・オフさせ
ることにり直流電力もしくは所望周波数の交流電力を取
出す制御可能なスイッチング電源装置において、前記圧
いに係合したスイッチ素子に並列に少なくともリアクト
ルを接続してそのリアクトルに蓄えられたエネルギーに
より少なくとも前記スイッチ素子の寄生容量を当該スイ
ッチ素子のオフ期間に充放電することにより、前記寄生
容量に蓄えられた電荷の充放電による前記スイッチ素子
のサージ電流の発生を防止するようにしたことを特徴と
するものである。
（作　用） したがって、本発明によれば、スイッチ素子切替え時に
サージ電流が発生することのない高効率の小型スイッチ
ング電源装置を実現し、直流定電圧電源装置、インバー
タ装置、交流無停電電源装置、バッテリ充電装置、電動
機制御駆動装置等に通用することが可能となる。
（実施例） 以下に図面を参照して実施例につき、本発明の詳細な説
明する。
第１図は、本発明のスイッチング電源装置の原理図であ
る。スイッチ素子１および２の具体例としてＦ［！Ｔｌ
、　ＦＩＥＴ２を用いた例を示す。出力電圧の制御は従
来の装置と同様、スイッチ１とスイッチ２を交互にオン
・オフさせ、その時比率を制御して行い、両スイッチが
切替わる間、両スイッチが同時オフになる期間（デッド
タイム）をもうける。
本発明の装置と従来の装置との相違は第１図に示すよう
にリアクトル９をスイッチ素子と並列に接続し、前のサ
イクルの後半にリアクトルに電流として蓄えられたエネ
ルギーによりスイッチ素子が同時オフの期間にスイッチ
素子等の寄生容量等の電荷を充放電することでスイッチ
素子の内部抵抗にスイッチ素子の寄生容量等の１１１荷
を充放電する電流が流れないようにした点にある。同図
のコンデンサｌＯは接続点７の電圧の直流分をカットす
るためのものであり、コンデンサ１０とリアクトル９の
共振周波数がスイッチ１．２のスイッチング周波数に比
べて十分低くなるように３７７７４月０の値を選ぶ。
第１図において、まず、ＰＥＴ　１がオン時、電源から
Ｆｌ：Ｔｌを通してリアクトル９に電流が流れリアクト
ル９にエネルギーが蓄えられる。同Ｔｌがオフになると
リアクトル９に流れる電流は象、には変化しないので連
続して電流が流れ続け、この電流によりＦＩＥＴ　１お
よびＦＩＥＴ　２のドレイン・ソース用容ｆｆｌ　Ｃ−
＋ｌｓ等が充電される。このため接続点７の′；［圧は
ほぼ直線的に下降する。接続点７の電圧が零に達した後
、リアクトル９からの電流はＦｌ！？　２の寄生ダイオ
−トロ。（第９図参照）を通して流れ続ける。コンデン
サ１０の両端には電源５の電圧とスイッチングの時比率
で定まる電圧が発生しているためリアクトル９の電流は
ある一定の傾きで減少し、やがて電流は反転してコンデ
ンサ１０から１＋［Ｔ　２を通して流れる。この時コン
デンサ１０から１？ＥＴ２を通して流れる電流はリアク
トル９に蓄えられる。１７１！Ｔ　２がオフになった時
、リアクトル９に蓄えられたエネルギーにより、Ｐｌ！
Ｔ等の寄生容量′！Ｊが充電され、接続点７の電圧は上
昇する。接続点７の電圧が電源電圧に達するとリアクト
ル９の電流はＩＩＩ’ｉＴ　１の寄生ダイオード００を
通って電源に回生される。リアクトル９の電流は一定の
傾きで増加し、その値が零をこえると電源からＣＥＴ　
ｌを通して流れ、同様な動作を繰り返す。ここで、ＦＩ
ＥＴ１からＰＩ！Ｔ　２へ、またはＩ？ＥＴ　２からＦ
ＥＴ　１ヘオンの状態が切替わる期間、即ち接続点７の
電圧が切替わる期間、両ｒ’ＥＴをオフにしておけば、
１’ＥＴのドレイン・ソース間の寄生容量等にはリアク
トル９に蓄えられたエネルギーにより充放電が行われる
ためスイッチ切替えの際、ＰＥＴのドレイン・ソース間
抵抗ＲｊｉによりＦＩＥＴの寄生容量等が充放電される
ことがない。次に接続点７の電圧電流について詳しく述
べる。第２図（ａ）は、第１図の接続点７二の電圧の原
理波形を上段に示し、接続点７を流れる電流の原理波形
を無負荷時には実線で、負荷時には点線で下段に示し、
第２図（ｂ）および（Ｃ）は第１図示の基本構成および
後に第４図に示す構成における負荷電流Ｉ０の変化に対
する効率の変化の実測結果をそれぞれ示しており、それ
ぞれ９５％程度および８５％程度の高効率が得られてい
る。第１図において、電源５の電圧を［Ｅ＋　、スイッ
チ１のオン期間の時比率をＤとすると、コンデンサ１０
の両端には［、・Ｄで表される電圧が生じる。スイッチ
ｌまたはスイッチ２のオン期間に比べてスイッチが切替
わるのに要する期間が十分短い場合、リアクトル９のイ
ンダクタンスをＬ１出力電流を１０とすれば、定常状態
ではＣＥＴ１がオンの時の電流の変化幅と１７ＥＴ２が
オンの時の電流の変化幅は等しくなるためＩｉ［！Ｔｌ
またはＦＩＥＴ　２がオフになる時点でのリアクトル９
の電流、即ちリアクトル電流のピーク値ＩＬは、次のよ
うに表される。
ＩＬ　　＝　　［！、　　（１−Ｄ）Ｄ／２ｆＬまた、
接続点７に流れる電流ｌは、次の式で表される。
（ＩＩＩ：↑１がオンの時） １・　Ｅ五（１−Ｄ）ｔルーＤ（１−Ｄ）［！ｉ／２　
　・　「　・　Ｌ＋１゜（トＩＥＴ　２がオンの時） ｉ＝　　Ｕｉ　−Ｄ　　−Ｌ／Ｌ＋Ｄ（１−ロ）Ｂｉ／
２　−　　ｆ　　−Ｌ＋Ｉ６［１１ＥＴ　１またはＦ［
！↑２がオンからオフになるとリアクトル９に蓄えられ
たエネルギーによりＰＥＴ　１゜ＦＩＥＴ　２等の寄生
容量に電荷が充電されて、接続点７の電圧が変化する。
接続点７から見たＦＥＴＩ。
ＦＩｉＴ　２のドレイン・ソース間の寄生容量等の全容
量をＣとし、リアクトル９の内部抵抗をｒ、ＰＵＴがオ
フになる時点でのリアクトル９の電流値をＩＬとすれば
、スイッチがＰＥＴ　１からＦ［ｉＴ　２へ切替わる時
およびＰＥＴ２からＩｆ［ｉＴ　Ｉへ切替わる時の接続
点７の電圧Ｕおよび接続点７を流れる電流１は次の式で
表される。
ＦＡＴ１からＩｆＥＴ　２ヘオン状態が切替わる時ｕ＝
ｅ−１（（Ｅｔ−［ｉｃ＋ｒｌＬ）ｃｏｓ　ωｔ＋　（
ａ（［！＋−Ｅｃ＋ｒｌＬ）−（Ｉｏ＋ＩＬ）／Ｃ）＋
　（ｒ！。−ｒｌＬ） ｉ＝　ε”−”　（（ＩＯ＋ＩＬ）ＣＯ３ωｔ＋　　（
（Ｅｉ−Ｅｃ）／Ｌ−ａ（Ｉｏ−Ｉし））・（１／ω）
ｓｉｎω（］ 〜−−（１） ・（１／ω）ｓｉｎωｔ〕 １１［ｉＴ　２からｒ’Ｉ！Ｔ　１ヘオン状態が切替わ
る時ｕ　＝　ｅ　−”’　（（−［！ｃ＋ｒｌＬ）ｃｏ
ｓ　ωｔ＋　（ａ（−Ｅｃ＋ｒｌＬ）−（−１ｏ＋ＩＬ
）／Ｃ）　　・（１／ω）ｓｉｎωｔ）＋　　（Ｈｃ−
ｒｌＬ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
−−−（３）１・　ε−”　（（−１ｏＦＩＬ）ｃｏｓ
ω（＋　（−Ｅｃ／１．＋ａ（ｉｏ＋ＩＬ）ｌ　Ｈ（１
／ω）ｓｉｎωＬ）但しａ＝ｒ／２Ｌ、　　ω＝５７正
−７ニー７リアクトル９の内部抵抗ｒが十分小さく、Ｌ
Ｃの固有周期に比べて接続点７の電圧が変化して次の状
態に移るまでの時間が十分に短い場合、式（１）〜（４
）は、次の式で近似される。
ＦＩＥＴ　１からＩｆＩＥＴ　２へオン状態が切替わる
時ｕ　＝［！Ｉ　−（Ｉｏ＋ＩＬ）　Ｈｔ／Ｃ−−−（
５）ｉ　＝　Ｉｏ　＋　ＩＬ＋（Ｅｉ−［！ｃ　）　・
ｔ／　Ｌ　　　　−−−（６）１’［ｉＴ　２から１７
Ｌ’Ｔ　Ｉ　’＼オン状態が切替わる時ｕ　＝　（１６
−ＩＬ）　・ｔ／ｃ　　　　　　　　　−−−（７）ｉ
　□　（−１（Ｉｆ　ＩＬ）４ｃｍｔ／　Ｌ　　　　　
　−−−（８）（５）〜（８）の近似式から接続点７の
電圧は、はぼ直線的に変化することがわかる。また（７
）式の電圧の傾きが正になるための条件からリアクトル
電流のピーク値ＩＬと負荷電流１．の関係は、次の式を
満足する必要がある。
ｌｏ＜ＩＬ ＝　Ｅｉ（１−Ｄ）Ｄ／２・ｆ−Ｌ また、接続点７の電圧が切替わる間、両ＦＥＴは同時に
オフでなければならないので、デッドタイム（両ＮＥＴ
が同時オフの期間）　ｔａは（力式より次のように求め
られる。
Ｔ４≧［、・Ｃ／（Ｉａ−ＩＬ） 以上の説明から、本発明によれば、スイッチ素子の切替
えに伴って両スイッチ素子の寄生容量をスイッチ素子の
内部抵抗で充放電することによって生じるサージ電流は
完全に防止できることがわかる。また必要なリアクトル
９の値、デッドタイムの値等は簡単な式により求められ
る。
従来の技術ではスイッチ素子の切替えによって生じるサ
ージ電流から素子を保護するためおよびこのサージ電流
による電２ｉ！Ｌ電圧ノイズの発生を防止するために、
ＦＡＴのゲートに数百オーム程度のゲート抵抗を接続し
てゲート電圧の立上がりを緩やかにしてＩｆ［ｉＴがタ
ーンオンするときの１７１！Ｔのドレイン・ソース間抵
抗を徐々に完全なオン状態の値にすることで電流のピー
ク値を抑えたり、ＰＥＴと直列に可飽和磁心を接続した
りまたは抵抗素子とコンデンサを使用したスナバ回路等
の電圧電流の急変をおさえる素子を使用してサージの発
生を防止していたが、これらの方法ではサージを完全に
は防止できず、ＦＩＥＴの寄生容量等に蓄えられた電荷
は最終的にはＩ’ｌＥＴのドレイン・ソース間のオン抵
抗１ン、、で消費されるためスイッチング周波数の高周
波化による電力消費の増加および発熱の増加等の問題は
解決できなかった。
本発明によれば、スイッチ素子の切替えに伴って両スイ
ッチ素子の寄生容量をスイッチ素子の内部抵抗で充放電
することによって生じるサージ電流は完全に防止できる
ことがわかる。また必要なリアクトル９の値、デッドタ
イムの値等は簡単な式により求められる。
以上、スイッチ素子１．２の具体例としてＦ［ｉＴを例
にとり本発明の動作原理の説明を行ったが、バイポーラ
トランジスタ、ＧＴＯ、サイリスク笠のスイッチ素子に
も寄生容量が存在するため同様な問題が存在し、本発明
はこれらの素子に対しても有効に適用できる。
このことから、本発明の電源装置によれば、従来の電源
装置に使用されていたサージ吸収素子を減らすことがで
きる。またスイッチング切替えに起因する電力消費が少
なくなるため、スイッチング周波数の高周波化が可能と
なり、平滑用のチョークコイル、コンデンサ等の素子を
小形軽量化できるとともに、出力電圧制御の応答性を高
速化して出力電圧の微細な制御を実現することが可能と
なる。
つぎに、その他の実施例について説明する。
第３図は、本発明をフォワード形スイッチング電源に通
用した第２実施例の概略回路構成を示す。
スイッチ素子ｌと２は対をなしており、一方がオンのと
き他方がオフになる゛ように制御され、スイッチ素子１
と１１はほぼ同時にオン・オフするように制御される。
スイッチ素子１，１１と２が切替わる際、スイッチ素子
１．１１．　２および変圧器↑１などの浮遊容量はリア
クトル９に蓄えられたエネルギーによって充放電される
。
第４図は、本発明をインバータ回路で得られた交流電圧
を変圧器Ｔ２を通して二次側に接続したダイオードＤ２
．　Ｄ３で整流し、直流出力電圧を得る回路に適用した
第３実施例の概略回路構成を示す。
スイッチ素子１と２は対をなしており、一方がオンのと
き他方がオフになるように制御される。コンデンサ１２
は直流分をカシ！・するために使用される。スイッチ切
替えの際、スイッチ素子１．２および変圧器Ｔ２などの
浮遊容量はリアクトル９に蓄えられたエネルギーによっ
て充放電される。またダイオ−１’Ｄ２．　Ｄ３の端子
間容量もリアクトル９に蓄えられたエネルギーによって
充放電されるためリカバリー電流（ダイオードのスイッ
チ切替えの際発生する逆方向の電流）によるサージ電流
が発生しない。
第５図は、本発明をフルリッヂインバータ回路で得られ
た交流電圧を変圧器’ｒ３を通して二次側に接続したダ
イオードＤ２．　Ｄ３で整流し、直流の出力電圧を得る
回路に適用した第４実施例の４４略回路構成を示す、ス
イッチ素子１と２および１３．１４は対をなしており、
一方がオ・ンのとき他方がオフになるように制御される
が、スイッチ素子１．２と１３、１４のスイッチングの
位相差を制御することにより、任意の直流電圧が得られ
る。この実施例の場合もスイッチ素子、変圧器、ダイオ
ード等の寄生容量はリアクトル９および１５の蓄え６れ
たエネルギーによって充放電されるため、スイッチング
にともなうスイッチ素子内部での電力損失は極めて小さ
くなる。以上に説明した本発明の実施例において、スイ
ッチ素子としては、具体的にはバイポーラトランジスタ
、ＭＯＳ−Ｐ［！Ｔ　、　ＧＴＯ、サイリスク、ダイオ
ード等を使用する。
しかして、以上に詳述した実施例においては、第１図示
の基本構成に用いるリアクトル９に、第２図（ａ）の下
段に実線で示すような無効電流ＩＬが流れ、この無効電
流！、がスイッチ素子ＰＩ！Ｔ　１およびＰＩＥＴ　２
の内部を流れるために、回路内部の等価抵抗の損失およ
びスイッチ素子の導通時損失が増大する。また、無損失
、無ノイズの状態で寄生容量の充放電を行ない得るよう
にするためには、リアクトル電流の振幅値Ｉ　ＬＩＩ＆
Ｘが、前述したとおりに、負荷電流１゜より大きくなけ
ればならない。
−・方、第１図示の基本構成におけるスイッチ素子Ｆｌ
ｉＴ　１　とＦＥＴ　２との接続点７には負荷電流■。
とリアクトル電流ＩＬとの和の電流、すなわち、第２図
（ａ）の下段に点線で示す電流が流れ、スイッチ素子Ｆ
Ｅ１’　１．　ＮＥＴ　２には最大負荷時に負荷電流！
。の２倍のピーク電流が流れるごとになる。したがって
、スイッチ素子Ｆ［！Ｔ　１．　ＦＥＴ　２とする半導
体素子を選定する際には、電流容量の大きい素子を選定
することが必要となり、このことは第１図示の基本構成
によるスイッチング電源装置の欠点ともなりかねない。
また、リアクトル９には、つねに、そのピーク値が負荷
電流■。より大きい無効電流が流れるので、リアクトル
９で発生ずる電力損失を少なくするためにはリアクトル
９の巻線の腺経を太くする必要があった。
第１図示の基本構成によりスイッチ素子にリアクトルを
並列に接続して寄生容量の充放電電流をそのリアクトル
に転流させるリアクトル転流型の本発明スイッチング電
源装置に生じ得る上述のような問題を解決するには、リ
アクトル９に可飽和磁心を備えて非線形特性を付与する
ことにより、無効電流を抑えながら、無損失、無ノイズ
の状態で寄生容量の充放電を行なわせ得るリアクトル転
流の利点を最大限に活かすようにする必要があり、さら
に、可飽和磁心を備えたリアクトルに負荷電流を流すｊ
ａＮｆＡを追加して負荷電流に応じたバイアスを印加す
るようにすれば、つねに転流に必要な１１通の充放ＷＩ
Ｔｉｍが得られるようにすることができる。
かかる改良を施した本発明スイッチング電源装置の他の
基本構成を第１１図に示す。図示の基本構成においては
、一方のスイッチ素子ＰＩ！Ｔ　１がオン状態であれば
、そのスイッチ素子ＦＩＥＴ　Ｉのドレイン・ソース間
の寄生容量に蓄えられている電圧は零であり、他方のス
イッチ素子ＦＥＴ　２のドレイン・ソース間の寄生容量
には電源電圧ＣＩが蓄えられている。かかる状態で、一
方のスイッチ素子１’ｌ？Ｔ　Ｉがオフになったときに
、そのスイッチングの速度が速ければ、そのスイッチ素
子Ｆ［ｉＴ　ｌのドレイン・ソース間寄生容量の蓄積電
荷がほぼ零の状態でスイッチングが行なわれる。しかし
ながら、そのスイッチ素子Ｆ［ｉＴ　１がオフになって
から直ちに他方のスイッチ素子１？［ｉＴ　２がオンに
なると、他方のスイッチ素子Ｆ［ｉＴ　２のドレイン・
ソース間寄生容量には電源電圧Ｅ五が蓄えられているか
ら、その蓄積電荷か放電する放電電流と一方のスイッチ
素子ＦＩＥＴ　１のドレイン・ソース間寄生容量を充電
する充電電流との充放電電流がともに他方のスイッチ素
子１７１！Ｔ　２内の導通時抵抗に流れる。したがって
、急峻な大量のサージ電流が他方のスイッチ素子１？Ｅ
Ｔ　２内に生じ、そのための電力１ｎ失による熱および
ノイズが発生することになる。
これに対し、第１１図示の基本構成においては、双方の
スイッチ素子Ｆ［ｉＴ　ｌ、　劃Ｔ　２の接続点７に可
飽和のリアクトル９Ｓを接続し、一方のスイッチ素子Ｆ
Ｈ７１がオフ状態になる少し前に磁心が飽和するように
しであるので、第１１図示の基本構成における各叩動作
波形を示す第１２図（ａ）〜（ｄ）における同図（ｂ）
に示すような波形のリアクトル電流が可飽和リアクトル
９Ｓに流れることになる。すなわち、可飽和リウクトル
９Ｓが飽和している期間に、その可飽和リアクトル９Ｓ
にはスイッチ素子Ｆ［ｉＴ　Ｉを介して直流電圧源５か
ら電流が供給されて蓄えられる。
そのスイッチ素子ＦＩＥＴ　ｌがオフになった後に適切
な長さのデッドタイム、ずなわら、両スイッチ素子Ｆ［
ｉＴ　１．　ＦＥＴ２がともにオフになっている１１１
１間を設けると、可飽和リアクトル９Ｓに流れていた電
流はそのまま流れ続けようとするので、この電流のピー
ク電流によって、スイッチ素子１？ｌＥＴ　２のドレイ
ン・ソース間寄生容量の蓄積電荷が放電されるとともに
、スイッチ素子Ｆ［！↑１のドレイン・ソース間寄生容
量が充電される。その結果、スイッチ素子１？［ｉＴ　
２の両端電圧はある勾配で降下して行くが、その両端電
圧が零に達した時点で他方のスイッチ素子１’ｌ？Ｔ　
２がオンになるようにすれば、スイッチ素子Ｐ［↑２の
ドレイン・ソース間寄生容量が電圧零の状態のときにス
イッチングが行なわれることになる。これとは逆に、ス
イッチ素子Ｆ［ｉＴ　２からＦＥＴ　１へオン状態がス
イッチングされるときにも、上述と同様に適切な長さの
デッドタイムを設けておけば、上述と同様の零電圧スイ
ッチングが行なわれることになり、しかも、リアクトル
９Ｓに流れるのは無効電流であるから、寄生容量の充放
電のために流れる電流が全く電力損失とはならないこと
になる。また、スイッチ素子ＰＨＴ　ｌ、　ＦＩｌ’Ｔ
２の両端間電圧の変化の際の勾配が両端間寄生容器■と
リアクトル電流のピーク値！Ｌ１．工と負荷電流Ｉ０と
によって決まるので、それぞれの値を適切に選定すれば
、急激な電流、電圧の変化、すなわち、サージ電流、電
圧による電力損失およびノイズの発生を防止することが
できる。
しかして、スイッチ素子両端間寄生容量を充放電する電
流は、スイッチ素子ＦＩＥＴ　１からＦ［↑２ヘオン状
態が切換ねる場合にはリアクトル電流ｌＬと負荷電流Ｉ
Ｉ、との和となり、また、スイッチ素子ＦｌｊＴ２から
１７ＥＴ　１ヘオン状態が切換わる場合にはリアクトル
電流ＩＬ　と負荷電流Ｉ０との差となる。
したがって、双方の場合に転流リアクトル９ｓに流れる
リアクトル電流ＩＬのピーク値が同じであれば、スイッ
チ素子ｆｌ［！Ｔ　１からＣＩ！↑２へオン状態が切換
ねる場合にはスイッチ素子両端間電圧変化の勾配が急峻
となり、スイッチ素子ＦＨＴ　２からＰＩ！↑ｌへオン
状態が切換わる場合にはスイッチ素子両端間電圧変化の
勾配が緩やかとなり、その結果、リアクトル電流のピー
ク値ＩＬａ□より負荷電流！。
が大きくなると、リアクトル９Ｓによる転流が行なわれ
なくなる。
しかしながら、上述した問題は、可飽和リアクトル９Ｓ
の磁心に別の巻線を追加して施し、その追加の巻線に負
荷電流Ｉ０を流し、可飽和磁心に負荷電流１゜によるバ
イアスを付与することによって解決することができる。
可飽和リアクＩ−ル９Ｓの磁心にかかるバイアスを付与
するようにした本発明スイッチング電源装置の構成例を
第１３図に示し、その構成例におけるリアクトル電流Ｉ
Ｌおよび両スイッチ素子間接続点７に流れる電流の波形
を第１２図（Ｃ）および（ｄ）にそれぞれ示す。図示の
構成によって可飽和リアクトル９Ｓの磁心に負荷電流に
よるバイアスを付与すると、図示の電流波形のようにリ
アクトル電流ｌ、の正のピーク値が減少するとともに負
のピーク値が増大する。その結果、適切な大きさのバイ
アスを可飽和磁心に付与することにより、負荷電流■。
の増大によってスイッチ素子に流れる電流のピーク値が
過大になるのを防止し得るとともに、転流に必要な寄生
容量充放電電流が不足するのを防止し得ることになる。
また、スイッチ素子両端間電圧が切換ねる時点において
両スイッチ素子間接続点７に流れる電流が一定になるの
で、両端間電圧切換わりの際の電圧変化の勾配がつねに
一定となり、象、峻な電圧変化に起因するノズルの発生
を防止し得ることになる。
以上に説明したように、本発明によるリアクトル転流型
のスイッチング電源装置においては、転流用リアクトル
に可飽和磁心を備えて可飽和リアクトルを構成すれば、
つねに無＃貝失、無ノイズの状態でスイッチ素子両端間
寄生容量の充放電を行な・）ための条件が満たされ、か
かる可飽和磁心を備えていない空心の線形リアクトル９
を用いたときに生ずるおそれのある無効電流による電力
損失の発生を防止することが可能となる。
第１図示の基本構成に変更を加えた第１１図示の他の基
本構成について上述した本発明スイッチング電源装置改
良の原理は、２個のスイッチ素子を交互にオン・オフし
て制御する種類のスイッチング電源装置一般、したがっ
て、第１図示の基本構成に基づいた第３図乃至第５図に
つき前述した本発明の各実施例についても同様の変更を
施して同様の改良効果を収めることができる。例えば、
バックブースト型電源に上述した改良原理を適用した本
発明スイッチング電源装置の構成例を第１４図に示し、
第３図示のフォワード型電源に上述の改良原理を適用し
た本発明スイッチング電源装置の構成例を第１５図に示
し、第４図示のインバータ整流直流電源に上述の改良原
理を適用した本発明スイッチング電源装置の構成例を第
１６図に示し、第５図示のフルブリッジ型電源に上述の
改良原理を適用した本発明スイッチング電源装置の構成
例を第１７図に示すが、各種ブリッジ型電源等のこの種
スイッチング電源装置一般に広く適用して同様の改良効
果を挙げることができる。
（発明の効果） 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、スイ
ッチング電源装置についてつぎのような顕著な効果が得
られる。
（１）電力効率が高くなる。
（２）素子の発熱が少ないため、放熱板などを小形化で
きる。
（３）サージ電流が流れないため素子の信頼性が増す。
（４）ノイズの発生が少ないため、スナバ素子が不用で
あり、ノイズフィルタも軽減できる。
（５）スイッチング周波数の高周波化が可能であり、ト
ランス、フィルタ等を小形化できる。
（６）素子に過度の電圧がかからないので、耐圧の低い
素子を使用することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明スイッチング電源装置の基本構成を示す
回路図、 第２図（ａ）、　（ｂ）および（Ｃ）は第１図示の基本
構成におけるスイッチ素子相互接続点（７）の電圧・電
流を示す波形図、交流出力時の電流対効率特性を示す特
性曲線図、および直流出力時の電流対効率特性を示す特
性曲線図、 第３図はフォワード型電源に適用した本発明スイッチン
グ電源装置の構成例を示す回路図、第４図はインバータ
整流直流電源に適用した本発明スイッチング電源装置の
構成例を示す回路図、第５図はフルブリッジ型電源に適
用した本発明スイッチング電源装置の構成例を示す回路
図、第６図は従来のスイッチング電源装置の基本構成を
示す回路図、 第７図（ａ）、　（ｂ）は第６図示の基本構成における
各部動作波形をそれぞれ示す波形図、 第８図はスイッチ素子としてＮＥＴを用いて従来のスイ
ッチング電源装置の構成を示す回路図、第９図はＦ［！
Ｔの等価回路を示す回路図、第１０図（ａ）、　（ｂ）
、　（Ｃ）は従来のスイッチ素子サージ防止回路をそれ
ぞれ示す回路図、 第１１図は本発明スイッチング電源装置の他の基本（１
４成を示す回路図、 第１２図（Ｅｌ）〜（ｄ）は第１１図示の他の基本構成
における各部動作波形を順次に示す波形図、 第１３図は本発明スイッチング電源装置のさらに他の基
本構成を示す回路図、 第１４図はバックブースト型電源に適用した本発明スイ
ッチング電源装置の構成例を示す回路図、第１５図はフ
ォワード型電源に通用した本発明スイッチング電源装置
の他の構成例を示す回路図、第１６図はインバータ整流
直流電源に適用した本発明スイッチング電源装置の他の
構成例を示す回路図、 第１７図はフルブリッジ型電源に適用した本発明スイッ
チング電源装置の他の構成例を示す回路図である。 １、２．１１．１３．１４・・・スイッチ素子（１７［
！Ｔ）３・・・チョークコイル １’１．　Ｔ２ｉ　Ｔ３．　Ｔ４・・・トランス４、１
０．１２．１６・・・コンデンサＤ６＋貼〜Ｄ４・・・
ダイオード ５・・・直流電圧源 ６・・・負荷 ７・・・接続点 ８□、８１ｔ・・・抵抗 ８１．８□・・・リアクトル ８ｃ＋＋　８ｃ！・・・スナバ回路 ９．１５・・・リアクトル ９Ｓ・・・可飽和リアクトル 第１図 オｑそ帆スイ、４−ンヴ（グハ厘Ａ１５７オし字溝しす
に第２図 ￥１邑／ｌ固成１１けｂ怜酸ロ反メ騎４１の第６図 イズしメヒ４スイッ手・ノグ電Ｉ歌身％、！’　／１杯
ｊｊｈ仄Ｅ］第７図 枳■ホ／ｌ苓ム構氏てあゆ乃動作汲形固第３図 ７オワ一円ｔテ斤、１］租た」【逼むぞ呂スイートング
’ｔ：１．’ＡＩ−の、ａＡレコ第４図 インＩｖ−タ！流！７Ｌ’！’；Ｉに１て上町ノＨ【囃
明スイ７手ンブ１【２刊１ｘｉｈ、メ１，１＼匝］第５
図 フ、Ｖブ゛す、−２型ｔＦＰ、＋４月Ａ旺オド男に晧呂
ス４．−）ン惰力甲Ｊ〒モ１グＬ才」シ成゛ぼコ第１１
図 オ９定帆人Ａヮ千ンク°’ｔｙ、＊ｚ−イ亡１り１ミ」
ト才澱版第１２図 ”４１１１元の甚ネ鎮へ′にｈｌするＡト杏巨？カイｉ
浪形国第１３図 本溌明スイツ手ング電り悲ル１ら１：イ１シの１ρイ（
精成゛第１４図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、直接もしくは変成器を介して互いに係合した少なく
    とも２個のスイッチ素子を直流電圧源に接続して交互に
    オン・オフさせることにより直流電力もしくは所望周波
    数の交流電力を取出す制御可能なスイッチング電源装置
    において、 前記互いに係合したスイッチ素子に並列に 少なくともリアクトルを接続してそのリアクトルに蓄え
    られたエネルギーにより少なくとも前記スイッチ素子の
    寄生容量を当該スイッチ素子のオフ期間に充放電するこ
    とにより、前記寄生容量に蓄えられた電荷の充放電に よる前記スイッチ素子のサージ電流の発生を防止するよ
    うにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。 ２、前記リアクトルに可飽和磁心を備えたことを特徴と
    する特許請求の範囲第１項記載のスイッチング電源装置
    。 ３、前記リアクトルに備えた前記可飽和磁心に負荷電流
    によるバイアスを付与するように構成したことを特徴と
    する特許請求の範囲第２項記載のスイッチング電源装置
    。
JP1234577A 1988-09-16 1989-09-12 スイッチング電源装置 Expired - Lifetime JPH06101930B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1234577A JPH06101930B2 (ja) 1988-09-16 1989-09-12 スイッチング電源装置
CA 2017639 CA2017639C (en) 1989-09-12 1990-05-28 Switching power source means
US07/530,814 US5063488A (en) 1988-09-16 1990-05-30 Switching power source means
DE19904019158 DE4019158C2 (de) 1989-09-12 1990-06-15 Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP63-230133 1988-09-16
JP23013388 1988-09-16
JP1234577A JPH06101930B2 (ja) 1988-09-16 1989-09-12 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH02179267A true JPH02179267A (ja) 1990-07-12
JPH06101930B2 JPH06101930B2 (ja) 1994-12-12

Family

ID=26529161

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP1234577A Expired - Lifetime JPH06101930B2 (ja) 1988-09-16 1989-09-12 スイッチング電源装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5063488A (ja)
JP (1) JPH06101930B2 (ja)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005322652A (ja) * 2004-05-07 2005-11-17 Patent Treuhand Ges Elektr Gluehlamp Mbh ランプ用の電子点灯装置
JP2006345666A (ja) * 2005-06-10 2006-12-21 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 電力変換装置
JP2011259518A (ja) * 2010-06-04 2011-12-22 Seiko Epson Corp 電気機械装置
JP5597276B1 (ja) * 2013-04-02 2014-10-01 三菱電機株式会社 電源装置
JP2015202036A (ja) * 2014-04-04 2015-11-12 バージニア テック インテレクチュアル プロパティース インコーポレイテッド Ｃｌｌ共振回路搭載の２段式マルチチャンネルｌｅｄドライバ
JP2016067187A (ja) * 2014-09-17 2016-04-28 アルプス・グリーンデバイス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5260864A (en) * 1992-06-10 1993-11-09 Digital Equipment Corporation Configurable inverter for 120 VAC or 240 VAC output
DE69628058T2 (de) * 1995-10-04 2003-11-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Schaltnetzteil
JP3239728B2 (ja) * 1996-01-10 2001-12-17 富士電機株式会社 半導体装置の保護方法
JP3447543B2 (ja) * 1998-02-02 2003-09-16 東芝トランスポートエンジニアリング株式会社 電力変換装置
US6021053A (en) * 1998-07-24 2000-02-01 Ajax Magnethermic Corporation Method and apparatus for switching circuit system including a saturable core device with multiple advantages
US8901897B2 (en) 2012-03-02 2014-12-02 International Business Machines Corporation Operating a DC-DC converter
US9281748B2 (en) 2012-03-02 2016-03-08 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating a DC-DC converter
US8754669B2 (en) 2012-11-09 2014-06-17 International Business Machines Corporation Dynamic impedance matching for improved transient performance in a direct current-to-direct current (‘DC/DC’) converter for delivering a load to an electrical component
US9236347B2 (en) 2013-10-09 2016-01-12 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating and manufacturing a DC-DC converter
US9219422B1 (en) 2014-08-21 2015-12-22 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating a DC-DC converter including a coupled inductor formed of a magnetic core and a conductive sheet
US9379619B2 (en) 2014-10-21 2016-06-28 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Dividing a single phase pulse-width modulation signal into a plurality of phases
US9618539B2 (en) 2015-05-28 2017-04-11 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Sensing current of a DC-DC converter

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5232525A (en) * 1975-09-08 1977-03-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd High voltage generator
NL7809226A (nl) * 1978-09-11 1980-03-13 Philips Nv Geschakelde spanningsomzetter.
GB2057168A (en) * 1979-08-28 1981-03-25 Hewlett Packard Co Power supplies
US4464709A (en) * 1982-04-06 1984-08-07 Tektronix, Inc. Current and voltage protection for a power supply circuit
DE3427493A1 (de) * 1984-07-26 1986-01-30 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Schaltungsanordnung zum schalten eines stromes in einer induktiven last
US4605997A (en) * 1985-01-22 1986-08-12 Mai Basic Four, Inc. Switch mode converter and improved deadband control therefor
GB2170663B (en) * 1985-02-02 1989-06-14 Brian Ernest Attwood Harmonic-resonant power supply
JPS62163568A (ja) * 1986-01-14 1987-07-20 Kikusui Denshi Kogyo Kk フォワード型スイッチング電源回路
DE3603071A1 (de) * 1986-02-01 1987-08-06 Leybold Heraeus Gmbh & Co Kg Gleichstrom-wechselstrom-wandler mit asymmetrischer halbbrueckenschaltung
JP2711315B2 (ja) * 1987-05-07 1998-02-10 ニシム電子工業株式会社 スイッチング電源装置
US4814962A (en) * 1988-05-27 1989-03-21 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Zero voltage switching half bridge resonant converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE PESC RECORD=1987 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005322652A (ja) * 2004-05-07 2005-11-17 Patent Treuhand Ges Elektr Gluehlamp Mbh ランプ用の電子点灯装置
JP2006345666A (ja) * 2005-06-10 2006-12-21 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 電力変換装置
JP2011259518A (ja) * 2010-06-04 2011-12-22 Seiko Epson Corp 電気機械装置
JP5597276B1 (ja) * 2013-04-02 2014-10-01 三菱電機株式会社 電源装置
US9024605B2 (en) 2013-04-02 2015-05-05 Mitsubishi Electric Corporation Power supply device including a second DC power supply in its load circuit
JP2015202036A (ja) * 2014-04-04 2015-11-12 バージニア テック インテレクチュアル プロパティース インコーポレイテッド Ｃｌｌ共振回路搭載の２段式マルチチャンネルｌｅｄドライバ
JP2016067187A (ja) * 2014-09-17 2016-04-28 アルプス・グリーンデバイス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Also Published As

Publication number Publication date
JPH06101930B2 (ja) 1994-12-12
US5063488A (en) 1991-11-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH02179267A (ja) スイッチング電源装置
JP6203450B2 (ja) 電力変換装置
Mweene et al. A 1 kW, 500 kHz front-end converter for a distributed power supply system
US10536073B2 (en) Power factor correction stages in power conversion
US5448467A (en) Electrical power converter circuit
Schlecht et al. Comparison of the square-wave and quasi-resonant topologies
US7016203B2 (en) Self-driven circuit for synchronous rectifier DC/DC converter
US7136294B2 (en) Soft switched zero voltage transition full bridge converter
WO2003063331A1 (en) An apparatus and a method for voltage conversion
JPS63277425A (ja) スイッチング電源装置
US6819574B2 (en) Self-driven circuit for synchronous rectifier DC/DC converter
JPH0327772A (ja) スイッチ回路
EP2313964A1 (en) Multiphase soft-switched dc-dc converter
US20050030767A1 (en) Circuit for reducing losses at light load in a soft switching full bridge converter
CA2025364A1 (en) Electrical power conversion circuit
Amin et al. A transformerless dual active half-bridge DC-DC converter for point-of-load power supplies
Ahmed et al. Soft-switching SiC interleaved boost converter
JPH07154967A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータとそれを用いた電子計算機
Casey Circuit design for 1-10 MHz DC-DC conversion
US6917529B2 (en) Unregulated DC-DC converter having synchronous rectification with efficient gate drives
Dey et al. Design, analysis, fabrication and testing of a silicon carbide-based high frequency zcs buck converter with over current protection
Shahzad et al. Low-cost high-efficiency single-stage solid-state transformer for lighting applications
WO2019224431A1 (en) Zero voltage switching power converters
Baghdadi Adiabatic dc-ac power converter with 99% efficiency
Junglas et al. Modulation Strategy for a HV-DAB driving DE Transducers considering Resonant Transitions

Legal Events

Date Code Title Description
EXPY Cancellation because of completion of term