JPH02164274A - インバータの出力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、例えばコンプレッサのそ一夕等を駆動する
インバータの出力制御装置に関し、特に正弦波近似ＰＷ
Ｍ　（パルス幅変調）信号の発生回路を改善した出力制
御装置に関するものである。

（従来の技術） 第８図は例えば総合電子出版社発行（昭和５９年２月１
０日）のｒＡＣサーボモータとマイコン制御」　（著者
：見城尚志他）に示された従来のインバータの出力制御
装置における正弦波近似ＰＷＭ信号の発生原理を示す電
圧波形図である。

これは、振幅ｅ、の正弦波と振幅ｅｂの三角波を比較す
ることにより正弦波近似ＰＷＭ信号を得るようにしたも
のである。

また、第９図は上記同行物に示された従来装置の電圧パ
ターン記憶方式におけるメモリパターン図で、ここでは
ある任意の一部分のみ示している。Ｕ相の波形Ｂｌ（８
４）は、ポイントＰ０〜Ｐ３及びＰ５〜Ｐ、の区間がＨ
（高）レベルでポイントＰ３〜Ｐ５の区間がＬ（低）レ
ベルとなっている。■相の波形Ｂ２（Ｂ５）は、ボイン
トＰ＋〜Ｐ５の区間がＨレベルで、ポイントＰｏ〜Ｐ、
及びＰ５〜Ｐ６の区間がＬレベルとなっている。またＷ
相の波形ａａ（ｓ６）は、ポイントＰ０〜Ｐ２及びＰ４
〜Ｐ５の区間がＨレベルで、ポイントＰ２〜Ｐ４の区間
がＬレベルとなっている。そして、これらの各相の波形
は第８図に示した原理に基づいて得られるが、この電圧
パターン記憶方式は、ポイントｐ　、　、　ｐ　１ｌｌ
（ｉ　＝０．１，２．＝・・・）の区間の時間データと
Ｈレベル、Ｌレベルのスイッチング状態のデータをマイ
コン（マイクロコンピュータ）のメモリ（ＲＯＭ）に記
憶し、随時対応するデータを出力するようにしたもので
ある。なお、第９図では外相の三角波と正弦波とで１？
られる３０°分の電圧パターンを示し、これがメモリの
対応するアドレス（０〜１２０番地）にパルス列として
記憶される。また、図の点線は平均値の変化の状態を示
している。

次に、上記電圧パターン記憶方式の出力動作を第１０図
のフローチャートについて説明する。第１０図はＰＷＭ
波発生の流れを示すものであり、従来のＰＷＭ波発生は
、通常割込み処理にて上記メモリに書き込まれたデータ
を読み出して出力することにより行われる。この割込み
処理に入るとくステップｉ　ｏｏ）、メモリのアドレス
を与えるポインタを＋１加算しくステップ１０１）、デ
ータ終了であるかの判定を行う（ステップ１０２）。デ
ータが終了であれば、上記ポインタをイニシャライズし
くステップ１０３）、そのポインタで示される内容を例
えば“Ｐｌ”のようにボートに出力する（ステップ１０
４）。次にポインタを＋１加算しくステップ１０５）、
そのポインタで示される内容をタイマに出力する（ステ
ップ１０６）。このタイマの値は次の割込みまでの時間
となる。次に割込みを許可して（ステップ１０７）、割
込み処理から抜ける（ステップ１０８）。以下、上述の
動作を繰り返し、第９図に示すようなＰＷＭ波形を発生
する。

すなわち、上述の動作は、第９図において例えば２１点
で割込みに入り、次の割込みの２２点までの時間Ｔをタ
イマに入れ、その後側込みから抜け、２１点から１時間
後の２２点で再び割込みに入ることになる。従って、上
記Ｔの時間は割込み処理にかかる時間より大きくなけれ
ばならず、このため割込み処理時間より短いパルス幅の
ＰＷＭ信号を出力することは不可能である。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のインバータの出力制御装置は上記のように構成さ
れているので、割込み処理時間より短いパルス幅のＰＷ
Ｍ信号を出力することできず、割込み処理に入るタイミ
ングのずれによりＰＷＭ信号の波形積度が悪くなるとい
う問題点があり、モータを駆動する場合にはキャリア周
波数をそれほど高くすることができず、モータの駆動効
率が低くなるという問題点があった。

また、メモリパターンのデータを増加させなくては同一
周波数にて出力電圧を変化させることができず、メモリ
の容量が大きくなるという問題点があった。

この発明は、このような問題点を解消するためになされ
たもので、ＰＷＭ信号の波形積度か良く、同一周波数に
おいてメモリの少ないデータで任意の出力電圧が得られ
、またモータ等の効率の良い駆動が可能なインバータの
出力制御装置を得ることを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るインバータの出力制御装置は、インバー
タに設けられた各相のスイッチング素子をパルス幅変調
された駆動信号によって制御し、所望の周波数及び電圧
の交流を出力させるインバータの出力制御装置において
、キャリア信号を発生するアップダウンカウンタと、周
波数データ及び基本の正弦波データと出力電圧パラメー
タとから相電圧を決定しその出力先の指定を行う制御手
段と、上記キャリア信号と出力された相電圧データを比
較してパルス幅変調信号を発生する各相のコンパレータ
と、そのパルス幅変調信号の出力先を変更するデータセ
レクタとを備えたものである。

（作用） この発明における制御手段は、相電圧の決定及びその出
力先の指定を行い、アップダウンカウンタ、各相のコン
パレータ及びデータセレクタはＰＷＭ信号を発生してそ
の出力先を変更する。このため、制御手段の負担が軽く
なり、少ないメモリのデータで波形精度の良いＰＷＭ信
号が得られる。

〔実施例） 第１図はこの発明の一実施例によるインバータの出力制
御装置の構成を示す機能ブロック図である。この出力制
御装置は、主としてマイコンｌとゲート回路２から構成
されている。マインコ１は、内部に正弦波パターンデー
タな記憶したＲＯＭＩＩを有し１周波数データ及びその
正弦波パターンデータと出力電圧パラメータとから相電
圧を決定し、その出力先の指定を行う制御手段として構
成されている。またゲート回路２は、種々の機能を有す
るブロックから構成され、ＰＷＭ信号を発生するように
構成されている。すなわち、２２はキャリア信号を発生
するアップダウンカウンタで、フリップフロップ（Ｆ／
Ｆ）２３の出力に従ってアップダウン動作を行う。２４
ａ〜２４ｃはマイコンｌから各相の相電圧データＡ〜Ｃ
が人力されるデータラッチ、２４ｄ、２４ｅはそれぞれ
キャリア周期のデータ及びセレクト信号が人力されるデ
ータラッチ、２５８〜２５ｃはそれぞれ上記キャリア信
号と各相のデータラッチ２４ａ〜２４ｃから出力された
相電データを比較してＰ　Ｗ　Ｍ　信号を出力する各相
のコンパレータ、２５ｄはキャリア周期のデータとアッ
プダウンカウンタ２２の出力値を比較するコンパレータ
で、その出力はフリップフロップ２３に人力される。

２６は上記各相のコンパレータ２５ａ〜２５ｃから出力
されたＰＷＭ信号の出力先を変更するデータセレクタで
、三つのＰＷＭ信号をＵ、Ｖ、Ｗの各相へ振り分ける機
能と反転させる機能を有し、データラッチ２４ｅを介し
て入力されるマイコン１からのデータによって制御され
る。このデータセレクタ２６の出力は、１２０°ずつ位
相差を持った正弦波近似ＰＷＭ信号となり、図示してい
ないが通常はこのデータセレクタ２６の後段に上下短絡
防止回路が入る。

なお、上記アップダウンカウンタ２２のカウント値は各
コンパレータ２５ａ〜２５ｂに人力され、フリップフロ
ップ２３はそのカンウド値がデータラッチ２４ｄの値と
一致したとき及びゼロになった時点で反転する。また、
各データラッチ２４ｃ〜２４ｄは、マイコン１からのデ
ータをアップダウンカウンタ２２から出力されるラッチ
信号により保持するように構成されている。

次に、第１図の構成の制御装置の動作について、第２図
〜第４図を用いて説明する。

第２図は第１図の各部の波形を示すタイミング図、第３
図はマイコン１の動作を示すフローチャート、また第４
図はＵ相がゼロ交差する１８０°の期間における三相正
弦波電圧の状態を示す三相波形構成図であり、各相の波
形Ａ、Ｂ。

Ｃがボされている。

先ず、マイコン１のイニシャライズとして、キャリア周
期データがデータラッチ２４ｄへ、Ａの相電圧データが
データラッチ２４ａへ、Ｂの相電圧データかデータラッ
チ２４ｂへ、Ｃの相電圧デーゾがデータラッチ２４ｃへ
、またデータセレクタ２６の制御信号がデータラッチ２
４ｅへそれぞれ出力される。アップダウンカウンタ２２
は、アップまたダウンの動作後クリアし、ラッチ信号を
出力する。以後、アップダウンカウンタ２２はラッチさ
れたキャリア周期データ値とゼロ間にてアップダウン動
作を繰り返し、キャリア信号を発生する。

その際、第２図のＴ１の時点でアップダウンカウンタ２
２がクリアし、フリップフロップ２３の出力が反転し、
マイコン１に割込み人力される。そして、アップダウン
カウンタ２２はカウントアツプし、マイコン１は第３図
に示すフローチャートの割込み動作に入る（ステップ２
００）。この割込みに入ると、マイコン１はその時点で
６０°区間終了であるかの判別を行い（ステップ２０１
）、終了でなければ６０°区間の何番目であるかによっ
て、ＲＯＭ１ｉ上の基本正弦波データのポインタを計算
する（ステップ２０２）。次にそのポインタで示される
ＲＯＭ１１の内容と電圧パラメータＶｐとキャリア振幅
値Ｔ　ｅｙｅとから相電圧データを計算する（ステップ
２０３）。この相電圧データＡの計算は、次式にて与え
られる。

すなわち、基本正弦波データと電圧パラメータとから得
られた電圧データを、キャリア振幅＝キャリア周期デー
タとなる。同様に、ポインタにある一定値を加えた値で
示される基本正弦波データと電圧パラメータ：ｖＰとデ
ータＴ　ｃｙｃとから、相電圧データＢを計算する（ス
テップ２０４）。続いて再びある一定値を加えたポイン
タで示される基本正弦波データと電圧パラメータＶＰと
データＴ　ＣＶＣとから、相電圧データＣを計算する（
ステップ２０５）。このデータＣは次式によって学えら
れる。

正弦波データと電圧パラメータとから得られた電圧デー
タを反転させることになる。

次に、上記計算した各相電圧データをデータラッチ２４
ａ〜２４ｃに出力しくステップ２０６．２０７，２０８
）、割込み許可して（ステップ２０９）、割込み処理を
ぬける（ステップ２１０）。

また、上記ステップ２０１にて６０°区間が終了の場合
には、マイコン１に入力される周波数指令、電圧指令か
ら、次回６０°区間のキャリア数を計算しくステップ２
１１）、キャリア周期Ｔ　ｅｙｅの計算及び電圧パラメ
ータｖＰの計算を行う（ステップ２１２，２１３）。続
いて、データセレクタ２６の制御信号を出力しくステッ
プ２１４）、キャリア周期Ｔ　ｃｙｃのデータを出力す
る（ステップ２１５）。そして、前回の割込み処理で計
算した相電圧データのＡとＢを入れかえ（ステップ２１
６）、ステップ２０６へ移行する。すなわち、６０°終
了時の処理では、相電圧データＡをデータラッチ２４ａ
へ出力せず、データラッチ２４ｂへ出力し、相電圧デー
タＢは反対にデータラッチ２４ｂではなく、データラッ
チ２４ａに出力することになる。

上記割込み処理終了後、アップダウンカウンタ２２のカ
ウント値はゼロになり、Ｔ２の時点で相電圧データＡ、
Ｂ、Ｃはデータセレクタ２６の制御信号に従ってラッチ
され、再び割込み処理に入る。そして、以後上記の動作
を繰り返す。

このようにして、第２図に示す各相の相電圧データとキ
ャリアデータとから、前述のｐ　Ｗ　Ｍ　４３号が得ら
れる。このＰＷＭ信号は、平均的に考えると第４図Ａ、
Ｂ、Ｃの波形となり、データセレクタ２６によってＵ、
Ｖ、Ｗの各相に振り分けられ、また反転して第４図に示
すような１２０°の位相差をもつ正弦波近似ＰＷＭ信号
が得られる。

このように、ゲート回路を追加してマイコン１の演算機
能を利用する構成となっているので、正弦波近似ＰＷＭ
信号の波形精度が向上すると共に、同一周波数において
メモリの少ないデータで任意の出力電圧が得られる。す
なわち、マイコン１によりキャリア周期及び相電圧の指
定を行い５ゲ一ト回路２によりキャリア信号の発生、相
電圧データとキャリア信号の比較、出力光の変更を行っ
ているので、割込み処理のタイミングのずれによる影響
が小さく、波形精度の向上と共に、メモリ容量が小さく
てすむ。また、モータ等を駆動する場合に、効率の良い
駆動を行うことができる。

第５図はこの発明の他の実施例を示す機能ブロック図で
ある。この実施例は、ＰＷＭ信号のパルス幅分解能を高
くしたものであり、上記実施例と比較してアップダウン
カウンタ２２のクロック周波数を２倍に設定し、フリッ
プフロップ２３とマイコン１の間に分周器２７を設け、
各コンパレータ２５ａ〜２５ｃとデータセレクタ２６の
間に論理回路２８ａ〜２８ｃを接続し、またデータラッ
チ２４ａ〜２′４ｅのラッチ信号人力の前段に論理回路
２９を追加している。そして、分周器２７の出力側は論
理回路２８ａ〜２８ｃの一方の入力側と論理回路２９の
一方の入力端に接続されている。また、論理回路２９の
他方の入力端には、アップダウンカウンタ２２のクリア
信号の出力側が接続されている。

次に第５図のマイコン１及びゲート回路２の動作を面述
の実施例と異なる点を重点的に、第６図及び第７図を用
いて説明する。第６図は第５図の各部の信号波形を示す
タイミング図で、第７図はマイコンの動作を示すフロー
チャートである。なお、第７図のフローチャートは、第
３図と異なる部分についてのみ記載しである。

前述の実施例と同様にマイコン１のイニシャライズとし
て、キャリア周期データがデータラッチ２４ａに出力さ
れ、アップダウンカウンタ２２はアップまたはダウンの
動作後クリアしくＴ１点）、クリア信号を出力する。そ
して、論理回路２９を介してラッチ信号が出力され、以
後カウンタ２２はラッチされたキャリア周期データ値と
ゼロ間にてアップダウンの動作を縁り返す。

ここで、第６図に示すように、アップダウンカウンタ２
２のアップダウンの周波数は前述の実施例に対して２倍
であり、フリップフロップ２３の出力周波数も２倍とな
っている。このフリップフロップ２３の出力は分周器２
７にて２分周され、キャリア周波数相当となる。そして
、第６図のＴ１点にてアップダウンカウンタ２２がクリ
ア信号を出力し、フリップフロップ２３と分周器２７の
出力が反転してマインコ１に割込み信号が人力される。

また、同様に割込み信号と同期してデータラッチ２４ａ
〜２４ｅにラッチ信号が出力される。

上記割込み処理に入ると、同様に、６０°区間が終了し
ていなければ、ポインタの計算を行う。

その後、第７図の動作に入り、そのポインタで示される
ＲＯＭＩＩ上の基本正弦波データと電圧パラメータＶＰ
とから相電圧データＡを計算する（ステップ２１７）。

次いで、ポインタを加算して相電圧データＢ、Ｃを計算
する（ステップ２１８．２１９）。この相電圧データの
計算は、次式で与えられる。

Ａ　（Ｂ、　Ｃ）　＝Ｍ　（ポインタ）　　Ｖｐ　　・
・・・・・　（３）以後、前述の実施例と同様に動作し
、相電圧データを出力後、割込み処理を終了する。

その際、第６図に示すように、割込み入力（ＴＩ）？＆
、アップダウンカウンタ２２は二度のアップダウン動作
を繰り返し、Ｔ２の時点で相電圧データＡ、Ｂ、Ｃがラ
ッチされ、再び割込み処理に入る。この結果、キャリア
周期中にアップダウンカウンタ２２は二度のアップダウ
ン動作を行うことになる。そして、最初の半サイクル（
第６図のＴ１からＴ３の区間）では、論理回路２８ａと
２８ｃはそれぞれに対応するコンパレータ２５ａと２５
ｃの信号を有効とし、論理回路２８ｂはＨレベルとする
。反対に、次のサイクル（第６図のＴ３からＴ２の区間
）では、論理回路２８ａと２８ｃはコンパレータ２５ａ
と２５ｃの信号をＬレベルとし、論理回路２８ｂは有効
とする。

上記コンパレータ２５ｃの出力波形は、Ｔ、からＴ３区
間においてＬレベル信号となり、その結果、第６図に示
すような波形となる。また、論理回路２８ａと２８ｃの
動作の結果、図示しないが、第６図に示すような出力波
形が得られる。以後、１１「述の実施例と同様にして正
弦波近似ＰＷＭイ３号が得られる。

この実施例では、アップダウンカウンタ２２のアップダ
ウン周波数を第１図のものと比へて２倍となるようにし
て構成したので、同一のアップダウンカウンタを用いて
ＰＷＭ信号の分解能が２倍となる効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、マイコン等の制御手
段によって相電圧の決定及びその出力先の指定を行い、
ゲート回路によってＰＷＭ信号の発生及びその出力先の
変更を行うようにしたため、ＰＷＭ信号の波形精度が向
上すると共に、同一周波数においてメモリの少ないデー
タで任意の出力電圧が得られるという効果があり、また
モータ等の効率の良い駆動を行うことができるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す機能ブロック図、第
２図は第１図の各部の波形を示すタイミングチャート、
第３図は第１図の回路の動作を示すフローチャート、第
４図は三相正弦波電圧の状態を示す三相波形構成図、第
５図はこの発明の他の実施例を示す機能ブロック図、第
６図は第５図の各部の波形を示すタイミングチャート、
第７図は第５図の回路の動作を示すフローチャート、第
８図は従来の正弦波近似ＰＷＭ信号の発生原理を示す電
圧波形図、第９図は従来の電圧パターン記憶方式におけ
るメそリパターン図、第１０図は従来装置の動作を示す
フローチャートである。 １・・・・・・マイクロコンピュータ（制御手段）２・
・・・・・ゲート回路 ２２・・・・・・アップダウンカウンタ２３・・・・・
・フリップフロップ ２４ａ〜２４ｅ・・・・・・データラッチ２５ａ〜２５
ｄ・峠・・・コンパレータ２６・・・・・・データセレ
クタ ２７・・・・・・分周路 ２８　ａ　〜２８　ｃ　−−論理回路 ２９・・・・・・論理回路 なお、図中、同一符号は同一または相当部分をボす。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. インバータに設けられた各相のスイッチング素子をパル
   ス幅変調された駆動信号によって制御し、所望の周波数
   及び電圧の交流を出力させるインバータの出力制御装置
   において、キャリア信号を発生するアップダウンカウン
   タと、周波数データ及び基本の正弦波データと出力電圧
   パラメータとから相電圧を決定しその出力先の指定を行
   う制御手段と、上記キャリア信号と出力された相電圧デ
   ータを比較してパルス幅変調信号を発生する各相のコン
   パレータと、そのパルス幅変調信号の出力先を変更する
   データセレクタとを備えたことを特徴とするインバータ
   の出力制御装置。