JPH02138831A - ピッチ検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 本発明は、例えば楽音等のピッチを検出する検出方法に
関余イのであり、特に、楽音をディジタル処理するオー
ディオ・プロセッシング・ユニット（ＡＰＵ）を用いた
ピッチ検出方法に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、アナログ信号がディジタル変換された入力デ
ィジタル信号をフーリエ変換して得られた各周波数成分
ごとの位相を揃えた後、再びフーリエ変換し、その出力
データのピーク値の周期を検出することで、アナログ信
号のピッチを検出することにより、アナログ信号のピッ
チを少ないサンプル数でかつ高精度に検出することを可
能とするピッチ検出方法を提供するものである。

〔従来の技術〕

一般に、電子楽器やＴＶゲーム器等に用いられる音源は
、例えばＶＣＯｌＶＣＡ、ＶＣＦ等から成るアナログ音
源と、ＰＳＧ　（プログラマブル・サウンド・ジェネレ
ータ）や波形ＲＯＭ読み出しタイプ等のディジタル音源
とに大別される。このディジタル音源の一種として、近
年においては、生の楽器音等をサンプリングしてディジ
タル処理した音源データをメモリ等に記憶させて用いる
ようなサンプラー音源も広く知られるようになってきて
いる（例えば特開昭６２−２６４０９９号公報、特開昭
６２−２６７７９８号公報参照）。

このサンプラー音源においては、−船釣に音源データ記
憶用のメモリに大容量を要することから、メモリ節約の
ための手法が各種提案されており、例えば、楽音波形の
周期性を利用したルーピング処理や、非線形量子化等に
よるビット圧縮処理がその代表的なものとして挙げられ
る。なお上記ルーピング処理は、ザンプリングされた楽
音の元の持続時間よりも長い時間音を出し続けるための
一手法でもある。すなわち、例えば楽音信号波形を考え
るとき、一般に発音開始直後においてはピアノの打鍵ノ
イズや管楽器のプレスノイズ等の非音程成分を含む波形
の周期性が不明瞭なフォルマント部分が生じているが、
その後、楽音の音程（ピッチ、音高）に対応する基本周
期で同じ波形が繰り返し現れるようになる。この繰り返
し波形のｎ周期分（ｎは整数）をルーピング区間とし、
必要に応じて繰り返し再生することにより、少ないメモ
リ容量で長時間の持続音を得ることができるわけである
。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のルーピング処理において楽音の音程を知る方法と
しては、従来より、例えば、楽音データの波形にローパ
スフィルタ（Ｌ、　Ｐ　Ｆ　）をかけて高周波ノイズ成
分を除去して、そのＬＰＦ通過後の波形のゼロクロスポ
イントをカウントすることにより、楽音データ波形の周
波数を求めて音程（ピンチ）を計測する方法が行われて
いる。しかし、上述の方法は、多数のゼロクロスポイン
トをカウントシなければ音程（ピンチ）の周波数を測定
するすることができないので、楽音が長時間持続してい
ることが必要となる。したがって、短時間で楽音が消滅
する音の処理には用いにくい。

また、音程を知る他の方法として、例えば、楽音データ
を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）Ｌ、その楽音データのピ
ークを検出して、このピークを計測する方法も挙げられ
る。しかし、この方法では、サンプリング周波数ｆｓに
比べて音程（音程）の周波数が低い場合、基音の周波数
のピークを有効に取り出すことができず精度が良くない
。また、楽音によっては基音成分が倍音成分より遥かに
小さい場合があり、この場合も基音の周波数のピークを
有効に取り出すことが困難である。

本発明は、上述のような実情に鑑みて提案されたもので
あり、少ないサンプル数の音源データから音源の音程（
ピッチ）が検出可能であり、かつ音源データの周波数に
よるピッチ検出精度のばらつきが少ない高精度なピッチ
検出方法を提供することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明に係るピッチ検出方法は、上述の目的を達成する
ために提案されたものであって、第１図のフローチャー
トに示すように、ステップＳｌｌでアナログ信号がディ
ジタル変換された入力ディジクル信号が取り込まれ、ス
テップＳ１２でフーリエ変換して、ステップＳ１３で絶
対値を取り得られた各周波数成分ごとの位相を揃えた後
、ステップ３１４で再びフーリエ変換し、ステップＳ１
５でその出力データのピーク値の周期を検出することで
、上記アナログ信号のピッチを検出することを特徴とす
るものである。

〔作用］ 本発明によれば、アナログ信号がディジタル変換された
入力ディジタル信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）をか
け、このＦＦＴ処理後の得られた信号の位相差成分を強
制的にゼロに設定し、その後、再びＦＦＴ処理（逆ＦＦ
Ｔ）することにより、基音（音程）の波形が明確になる
。したがって、基音の周波数のピークが計測し易くなる
。

［実施例］ 先ず、本発明の詳細な説明に先立って、第２図に示す楽
音信号波形を参照しながら、前述したルーピング処理に
ついて簡単に説明する。一般に発音開始直後においては
ピアノの打鍵ノイズや管楽器のプレスノイズ等の非音程
成分が含まれることにより、波形の周期性が不明瞭な部
分であるフォルマント部分ＦＲが生じでおり、その後、
楽音の音程（ピッチ、音高）に対応する基本周期で同じ
波形が繰り返し現れるようになる。この繰り返し波形の
ｎ周期分（ｎは整数）をルーピング区間ＬＰとし、この
ルーピング区間ＬＰはルーピング開始点ＬＰＳとルーピ
ング終端点ＬＰＨのルーピングポイント間で表されるも
のである。そして上記フォルマント部分ＦＲとルーピン
グ区間ＬＰとを記憶媒体に記録し、再生時にはフォルマ
ント部分ＦＲの再生に続いてルーピング区間ＬＰを繰り
返し再生することにより、任意の長時間に亘って楽音を
発生させることができる。

以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。なお、本発明は以下の実施例に限定されるもの
でないことは言うまでもない。

第３図は、本発明実施例の音源データ圧縮符号化方法を
音源データ形成装置に適用する際に、入力楽音信号をサ
ンプリングして記憶媒体に記録するまでの各機能の具体
例を示す機能ブロック図である。この場合の入力端子１
ｏに供給される入力楽音信号としては、例えばマイクロ
フォンで直接収音した信号、あるいはディジタル・オー
ディオ信号記録媒体等を再生して得られた信号を、アナ
ログ信号あるいはディジタル信号の形態で用いることが
できる。

先ず、第３図のサンプリング処理機能ブロック１１にお
いては、上記入力楽音信号を例えば周波数３８ｋＨｚで
サンプリングし、１サンプル１６ビツトのディジタルデ
ータとして取り出している。

このサンプリング処理とは、上記入力楽音信号がアナロ
グ信号の場合のＡ／Ｄ変換処理に対応するものであり、
また入力信号がディジタル信号の場合にはサンプリング
レート変換及びビット数変換の処理に対応するものであ
る。

次に、ピッチ検出機能ブロック１２において、上述のサ
ンプリング処理により得られたディジタル楽音信号につ
いての楽音の音程（ピッチ）を決定する基音の周波数（
基本周波数）ｆｏ、すなわちピッチ情報が検出される。

このピッチ検出機能ブロック１２における検出原理を説
明する。ここで、サンプリング音源となる楽音信号は、
その基音となる周波数がサンプリング周波数ｆｓに比べ
てかなり低い場合が多く、周波数軸で楽音のピークを検
出するだけでは高い精度での音程の同定が難しい。した
がって、何らかの手段を用いて、楽音の倍音成分のスペ
クトルを利用する必要がある。

先ず、音程を検出したい楽音信号の波形をｆ　（ｔ）と
すれば、この楽音波形ｆ（ｔ）を各倍音成分の振幅ａ（
ω）および位相φ（ω）で表せば、該楽音波形ｆ　（ｔ
）はフーリエ展開した式、 ｆ（ｔ）−Σａ　（ω）ｃｏｓ　（ωを十φ（ω）　）
　・−■で表せる。ここで、各倍音の位相のずれφ（ω
）を全てゼロにすると、 ｆ（ｔ）＝　　Σａ（ω）ｃｏｓωｔ　　−・−−・−
−■の式で表せるものとなる。このように位相の揃えの
持つ全ての倍音の周期の整数倍の点および１＝０の点で
ある。これは基音の周期にほかならない。

この原理をふまえて、ピッチ検出の手順を第４図に示す
機能ブロック図を用いて説明する。

第４図において、実部データ入力端子３１より楽音デー
タを、また虚部データ入力端子３２より”　ｏ　”を、
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）機能ブロック３３に供給す
る。

ここで、上記高速フーリエ変換機能ブロック３３で行わ
れる高速フーリエ変換において、ピッチを推定する楽音
信号をｘ（ｔ）とし、また、上記楽音信号ｘ（ｔ）に含
まれる倍音成分を ａ、ｃｏｓ（２πｆｒ＋を十θ）・・・・・・■とすれ
ば、ｘ（ｔ）は ｘ（ｔ）＝Σａ、ｃｏｓ（２ｙｒｆ、ｔ＋θ）・・・■
これを複素表示で書き直して、 ×（１）＝　（１／２）Σａｒｌｅｘｐ　（ｊθ、）ｅ
ｘｐ（ｊωｎｔ）　・・■ｎ＝−００ ただし、 ｃｏｓθ：　（ｅｘｐ　（ｊθ）−１−ｅｘｐ（−ｊθ
））／２−−■を用いた。この弐をフーリ′工変換する
と、Ｘ（ω）＝Ｎ　　ｘ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊωｔ）ｄｔ
ｏ。

一Σａ、１ｅｘｐ（ｊθ。）δ（ω−ω０）　・　・■
ｎ−−■ ここで、δ（ω−ω＋ｌ）はデルタ関数である。

次の機能ブロック３４で該高速フーリエ変換後のデータ
のノルム（絶対値、すなわち実部と虚部をそれぞれ２乗
したものの和の平方根）を算出する。

すなわち、Ｘ（ω）の絶対値Ｙ（ω）を取ると、位相成
分がキャンセルされて、 Ｙ（ω）−［Ｘ（ω）Ｘ（ω）］”” ・（１／２）ａ、、δ（ω−ω９）　・　・　・　・■
これは、上記楽音データの高周波成分の全ての位相を合
わせるために成されるものであり、上記虚部をゼロにす
ることにより、位相成分を揃えることができる。

次に、この算出されたノルムを高速フーリエ変換（この
場合は逆ＦＦＴに相当）機能ブロック３６に実部データ
として供給し、虚部データ入力端子３５には“０゛を供
給して逆ＦＦＴをかけ楽音データを復元する。すなわち
、上記逆フーリエ変換は、 ｙ（ｔ）−（１／２π）　Ｓ　　　Ｙ（ω）ｅｘｐ（−
ｊωｔ）　　ｄｔｏ０ ；５ａｌｌｃｏｓωｎＬ・・・・・・［相］である。こ
の逆フーリエ変換後の復元された楽音データは、全ての
高周波成分の位相が揃ったコザイン波の合成で表せる波
形として取り出されるものである。

その後、ピーク検出機能ブロック３７で上記復元された
音源データのピークを検出する。ここで、上記ピークは
上記楽音データの全ての高周波成分の極値（ピーク）が
一致した点であり、次の機能ブロック３８において上記
検出されたピーク値を値の大きい方から分類（ソート）
する。」二記検出されたピークの周期を計測することに
より、楽音信号の音程を知ることができる。

第５図は、第４図のピーク検出機能ブロック３７におけ
る楽音データの極大値（ピーク）を検出するための構成
について説明するだめのものである。

この場合上記楽音データは、値の異なったピーク（極値
）が多数存在するものであり、上記楽音データの最大値
を求めてその周期を検出することで楽音の音程を知るこ
とができる。

すなわち第５図において、逆フーリエ変換後の楽音デー
タ列は、入力端子４１を介しＮ−１−１段のシフトレジ
スタ４２に供給され、このシフトレジスタ４２の各段の
レジスタａ−Ｎ／２・・・ａＯ・・・ａＮ／□を順次介
して出力端子４３に送られている。このＮ＋１段のシフ
トレジスタ４２は上記楽音データ列に対して幅がＮ＋１
サンプル分のウィンドウとして作用し、該楽音データ列
のＮ＋１サンプルが上記ウィンドウを介して最大値検出
回路４４に送られる。すなわち、上記楽音データは最初
にレジスタａ−Ｎ／２に入力した後レジスタａＮ／□ま
で順次伝送され、各々のレジスタａ−Ｎ／□・・・ａＯ
・・・ａ　Ｎ／２からのＮ＋１サンプルの上記各楽音デ
ータが最大値検出回路４４に送られる。

この最大値検出回路４４は、上記シフトレジスタ４２内
の例えば中央のレジスタａ。の値が上記Ｎ−１−１ザン
プルのデータの各値の内で最大となったとき、そのレジ
スタａ。のデータをピーク値として検出して、出力端子
４５より出力するものである。なお、」二記ウィンドウ
の幅Ｎ＋１は任意に設定可能である。

第３図に戻って、エンヘロープ検出機能ブロック１３に
おいては、上述のサンプリング処理後のディジタル楽音
信号に対して、上記ピッチ情報を用いたエンベロープ検
出処理を施すことにより、楽音信号のいわゆるエンベロ
ープ波形を得ている。

これは、例えば第６図Ａに示すような楽音信号波形のピ
ーク点を順次結んで得られる第６図Ｂに示すような波形
であり、発音直後からの時間経過に伴うレベル（あるい
は音量）の変化を表している。

このエンベロープ波形は、一般にＡＤＳＲ（アタックタ
イム／デイケイタイム／サスティンレヘル／リリースタ
イム）のような各パラメータにより表されることが多い
。ここで楽音信号の一興体例として、打鍵操作に応じて
発音されるピアノ音等を考えるとき、上記アタックタイ
ムＴＡは鍵盤の鍵が押され（キー・オン）徐々に音量が
上がり目標とする音量に達するまでの時間を表し、上記
デイケイタイムＴＤは上記アタックタイムＴ、で達した
音量から次の音量（例えば楽器の持続音の音量）に達す
るまでの時間を表し、上記サスティンレベルＬ３は鍵の
押圧を解除してキー・オフするまで保たれる持続音の音
量を表し、上記リリースタイムＴＲは上記キー・オフし
てから音が消えるまでの時間を表している。なお上記各
時間Ｔ７、Ｔｏ　、ＴＲは、音量変化の傾きあるいはレ
ートを示すこともある。また、これらの４つのパラメー
タの他にさらに多くのエンベロープパラメータを用いる
ようにしてもよい。

ここで、エンベロープ検出機能ブロック１３においては
、上述したようなＡＤＳＲ（アタックタイムＴＡ／デイ
ケイタイムＴＤ／サスティンレベルＬ、／リリースタイ
ムＴＲ）等の各パラメータにより表されるエンベロープ
波形情報と同時に、前述したフォルマント部分をアタッ
ク波形の残った状態で取り出すために、信号波形の全体
的なデイケイレートを示す情報を得るようにしている。

このデイケイレート情報は、例えば第７図に示すように
、発音時（キー・オン時）から上記アタックタイムＴＡ
の間は基準の値パ１゛をとり、その後単調減衰する波形
を表すものである。

ここで、第３図のエンベロープ検出機能フロック１３の
構成例について、第８図の機能ブロック図を参照しなが
ら説明する。

当該エンベロープ検出の原理は、いわゆるＡＭ（振幅変
調）信号のエンベロープ検波と同様なものである。すな
わち、上記楽音信号のピッチを上記ＡＭ信号のキャリア
の周波数として考えることによりエンベロープを検出す
るものである。上記エンベロープ情報は楽音を再生する
際に用いるものであり、当該楽音は上記エンベロープ情
報とピッチ情報に基づいて形成されるものである。

第８図の入力端子５１に供給された楽音データは、絶対
値出力機能ブロク゛り５２において、上記楽音の波高値
データの絶対値が求められる。この絶対値データをＦＩ
Ｒ（有限インパルス応答）型ディジタルフィルタの機能
ブロック５５に送る。

ここで、上記ＦＩＲフィルタ機能ブロック５５はローパ
スフィルタとして作用するものであり、予め、入力端子
５３に供給されたピッチ情報に基づいて機能ブロック５
４において形成しておいたフィルタ係数をＦＩＲフィル
タ機能ブロック５５に供給することにより、そのローパ
スフィルタのカットオフ特性を決定するものである。

ここで、上記フィルタ特性は、例えば第９図に示す特性
となっており、上記楽音信号の基音（周波数ｒ、）やそ
の倍音の周波数に零点を有するものである。例えば、上
記第６図Ａに示す楽音信号からは、上記ＦＩＲフィルタ
で基音２倍音の周波数を減衰させることにより第６図Ｂ
に示すようなエンベロープ情報が検出される。なお上記
フィルタ係数の特性は、次式で示されるものである。

Ｈ（ｆ）　　−ｋ　・（ｓｉｎ（ｙｒｆ／ｆｏ＞＞／ｆ
　・・・・■この０式中のｆｏは楽音信号の基本周波数
（ピッチ）を示す。

次に、上述のサンプリング処理された楽音信号の波高値
データ（サンプリングデータ）から、前述の第２図に示
すフォルマント部分ＦＨの信号の波高値データと、ルー
ピング区間ＬＰの信号の波高値データ（ループデータ）
とを生成する処理について説明する。

上記ループデータ生成のための最初の機能ブロク１４に
おいて、上記サンプリングされた楽音信号の波高値デー
タを、先に検出したエンベロープ波形（第６図Ｂ）のデ
ータで割算（又は逆数を乗算）してエンベロープ補正を
行うことにより、第１０図に示すような振幅一定の波形
の信号の波高値データを得ている。このエンベロープ補
正された信号（の波高値データ）をフィルタ処理するこ
とにより、音程成分以外が減衰された、あるいは相対的
に音程成分が強調された信号（の波高値データ）を得て
いる。ここで音程成分とは、基本周波数ｆ。の整数倍の
周波数成分のことである。具体的には、上記エンヘロー
プ補正された信号に含まれるビブラート等の低周波成分
を除去するためにＨＰＦ（バイパスフィルタ〕を介し、
次に、第１１図の一点鎖線に示すような周波数特性、す
なわち基本周波数ｆ。の整数倍の周波数帯域が通過帯域
の周波数特性、を有する櫛形フィルタを介すことにより
、上記ＨＰＦ出力信号に含まれる音程成分のみを通過さ
せてこれら以外の非音程成分やノイズ成分を減衰させ、
さらに必要に応じてＬ　Ｐ　Ｆ（ローパスフィルタ）を
介ずことにより、上記櫛形フィルタ通過後の信号に重畳
しているノイズ成分を除去する。

すなわち、前記入力信号として楽器の音等の楽音信号を
考えるとき、この楽音信号は通常一定の音程（ピッチ、
音高）を有していることから、その周波数スペクトラム
には、第１１図の実線に示すように、上記楽音自体の音
程に対応する基本周波数ｆ。の近傍とその整数倍の周波
数の近傍にエネルギが集中するような分布が得られる。

これに対して一般のノイズ成分は−様な周波数分布を持
っていることが知られている。従って、上記人力楽音信
号を第１１図の一点鎖線に示すような周波数特性の櫛形
フィルタを通ずことにより、楽音信号の基本周波数ｆ。

の整数倍の周波数成分（いわゆる音程成分）ののがその
まま通過あるいは強調されて他の成分（非音程成分及び
ノイズの一部）が減衰され、結果としてＳＮ比を改善す
ることができる。ここで、上記第１１図中の一点鎖線に
示す櫛形フィルタの周波数特性は、次式 １式％ で表されるものである。この０式中のｆ。は］−記入力
信号の基本周波数（音程に対応する基音の周波数）、Ｎ
は櫛形フィルタの段数である。

このようにしてノイズ成分が低減された楽音信号は、前
記繰り返し波形抽出回路に送られ、この繰り返し波形抽
出回路により前述した第２図のルーピング区間ＬＰのよ
うな適当な繰り返し波形区間が抽出された後、半導体メ
モリ等の記憶媒体に送られて記録される。この記憶媒体
に記録された楽音信号データは、非音程成分や一部のノ
イズ成分が減衰されたものであるため、上記繰り返し波
形区間を繰り返し再生する際のノイズ、いわゆるルーピ
ングノイズを低減することができる。

なお上記ＨＰＦ、櫛形フィルタ、ＬＰＦの周波数特性は
、先にピッチ検出機能ブロック１２にて検出されたピッ
チ情報である上記基本周波数ｆ。

に基づいて設定されるようになっている。

次に第３図のループ区間検出機能ブロック１６において
、上記フィルタ処理ムこよって音程成分以外が減衰され
た楽音信号に対して、適当な繰り返し波形区間を検出す
ることにより、ルーピング開始点ＬＰｓとルーピング終
端点Ｌ　Ｐ　Ｅとのルーピングポイントを設定する。

すなわち、ループ区間検出機能ブロック１６では、上記
楽音信号のピッチ（音程）に対応する繰り返し周期（の
整数倍）だけ相対的に離れた２点であるルーピングポイ
ントを選定するが、以下にその選定原理を説明する。

楽音データをルーピング処理する場合、ルーピングの間
隔は、楽音信号の基本周期（基音の周波数の逆数）の整
数倍でなければならない。したがって、その楽音の音程
を正確に同定すれば、容易に決定することが可能となる
。

つまり、予めルーピング間隔を決定しておき、その間隔
分だけ離れた２点を取り出し、その２点の近傍の信号波
形の相関性あるいは類似性を評価することでルーピング
ポインＩ・を設定する。この評価関数の一例として、上
記２点の各近傍の信号波形のサンプルについてのたたみ
込み（合成積、コンボリューション）を用いるものにつ
いて説明する。すなわち、上記コンボリューションの操
作を全ての点の組みについて順次施すことで信号波形の
相関性あるいは類億性を評価する。ここで、上述のコン
ボリューションによる評価は、例えば上記楽音データを
シフトレジスタに順次入力してゆき、それぞれ各レジス
タで取り込まれた楽音データを、例えば後述するＤＳＰ
　（ディジタル信号処理装置）で構成された積和器にそ
れぞれ入力し、該積和器で」二記コンボリューションを
計算し出力するものである。このようにして得られたコ
ンボリューションが最大とな名２点の組みをルーピング
開始点ＬＰ、およびルーピング終端点ＬＰ、とする。

すなわち、第１２図において、ルーピング開始点ＬＰ、
の候補点をａ。とじ、ルーピング終端点ＬＰＥの候補点
をす。とじて、上記ルーピング開始点ＬＰ、の候補点ａ
。の前後近傍の複数個の点、例えば２Ｎ＋１個の点の各
波高値データを、それぞれａ−Ｎ”　＋８−２＋ａ−１
＋ａＯ＋ａｌ＋　ａｚ＋　　”　ａＮ＼ルーピング終端
点ＬＰＥの候補点す。の前後近傍の同じ個数（２Ｎ＋１
個）の点の各波高値データを、ｂ−ｓ・・＋ｂ−２＋ｂ
−１＋ｂＯ＋ｂｌ　＋ｌ］２−　　・・ｂＮとすると、
このときの評価関数Ｅ（ａＯ，ｂｏ）は、次式で定める
ことができる。この第０式はａ。、ｂｏの点を中心とし
たコンボリューションを求めるための式である。そして
上記候補点ａ。、ｂｏの組を順次変更して、全てのルー
ピングポイントの候補となる点についての上記評価関数
Ｅの値を求め、得られた全ての評価関数Ｅの内でその値
が最大となる点をルーピングポイントとする。

また、ルーピングポイントは上述のようにコンボリュー
ションから求める方法の他に、誤差の最小２乗法から求
めることも可能である。すなわち、最小２乗法によるル
ーピングポイントの候補点ａ。。

ｂ、は、 ε（ａｏ＋ｂ、ａ）　　−Σ（ａアート、）２・・・・
［相］の式で表すことができる。この場合には、評価関
数εの値が最小となるａ。、ｂｅを求めればよい。

また、上述のループ区間検出機能ブロック１６では、必
要に応じて上記ルーピング開始点ＬＰ。

とルーピング終端点ＬＰＥとに基づいてピッチ変換比を
算出する。このピッチ変換比は、次の機能ブロック１７
における時間軸補正処理の際の時間軸補正値データとし
て用いられる。この時間軸補正処理は、実際に各種音源
データをメモリ等の記憶手段に記録する際の各種音源デ
ータの各ピッチを揃えておくために行われるものであり
、上記ピッチ変換比の代わりにピッチ検出機能ブロック
１２において検出された上記ピッチ情報を用いるように
してもよい。

この時間軸補正機能ブロック１７におけるピッチの正規
化動作について第１３図を参照しながら説明する。

第１３図Ａは時間軸補正処理（主として時間軸圧伸処理
）を施す前の楽音信号波形を示し、第１３図Ｂは上記圧
伸後の補正波形を示している。これらの第１３図Ａ、、
Ｂの時間軸には、後述する準瞬時ビット圧縮符号化処理
の際のブロック単位で目盛りを付している。

時間軸補正前の波形Ａにおいては、通常の場合ルーピン
グ区間ＬＰと上記ブロックとは無関係となるが、第１３
図Ｂに示すように、上記ルーピング区間ＬＰがブロック
の長さ（ブロック周期）の整数倍（ｍ倍）となるように
時間軸圧伸処理し、さらにブロックの境界位置が上記ル
ーピング開始点ＬＰ、及びルーピング終端点ＬＰＥに一
致するように時間軸方向にシフトする。すなわち、ルー
ピング区間ＬＰの開始点ＬＰｓ及び終端点ＬＰＥが所定
のブロックの境界位置となるように時間軸補正（時間軸
圧伸及びシフト）することによって、整数個（ｍ個）の
ブロック単位でルーピング処理を行うことができ、記録
時の音源データのピッチの正規化が実現できる。ここで
、上記時間シフトによって楽音信号波形の先頭に生ずる
ブロックの境界からのずれ分ΔＴの間には、波高値デー
タとして０゛を詰めるようにすればよい。

第１４図は、上記時間軸補正後の波形の波高値データを
後述のビット圧縮符号化処理するためにブロック化する
際のブロック構造を表すものであり、■ブロックの波高
値データの個数（サンプル数、ワード数）をｈとしてい
る。この場合、上記ピッチの正規化とは、−船釣に第２
図に示す楽音信号波形の一定周期Ｔｗの波形のｎ周期分
すなわちルーピング区間ＬＰ内のワード数を、上記ブロ
ック内のワード数りの整数倍（ｍ倍）とするように時間
軸圧伸処理することであり、さらに好ましくは、ルーピ
ング区間Ｌ　Ｐの開始点ＬＰｓ及び終端点ＬＰ、を時間
軸上のブロック境界位置に一致させるように時間軸処理
（シフト処理）させることである。このように各点ＬＰ
、、Ｉ、Ｐ、がブロック境界位置に一致していると、ビ
ット圧縮符号化システムでのデコードの際のブロック切
替えによって生じる誤差を減少さセることができる。

ここで、第１４図Ａの１ブロツク内の図中斜線で示す部
分のワードＷＬＰ、とＷＬＰＥば、図中補正波形のルー
ピング開始点ＬＰ、とルーピング終端点ＬＰ、（正確に
は点ＬＰ、の直前の点）のサンプルを示すワードである
。なお上記シフト処理を行わない場合には、ルーピング
開始点ＬＰ。

及び終端点ｒ−ｐ、がブロック境界に必ずしも一致しな
いため、第１４図Ｂに示すように、上記ワードＷＬＰ、
　、ＷＬＰ、の設定位置は、ブロック内の任意の位置に
設定される。ただし、上記ワードＷＬＰＳからワードＷ
ＬＰＥまでの間のワード数は１ブロツク内のワード数り
の整数倍（ｍ倍）となっており、ピッチは正規化される
。

ここで、上述のようにルーピング区間ＬＰ内のワード数
を１ブロツクのワード数りの整数倍とするための楽音信
号波形の時間軸圧伸処理には各種方法が考えられるが、
例えばサンプリングされた波形の波高値データを補間処
理することにより実現でき、その−具体例としては、オ
ーハーザンブリング処理用のフィルタ構成等を利用する
ことができる。

ところで、現実の楽音波形のルーピング周期がザンプリ
ング周期単位に対して端数を持ち、ルーピング開始点Ｌ
Ｐ３でのサンプリング波高値とルーピング終端点ＬＰ、
でのサンプリング波高値とにずれが生じている場合に、
オーハザンプリング等を利用した補間処理により、ルー
ピング終端点ＬＰ、の近傍位置（サンプリング周期より
も短い距離の位置）でルーピング開始点ＬＰ、のサンプ
リング波高値に一致するような波高値を求める等して、
補間サンプルも含めたサンプリング周期の非整数倍の（
端数を持つ）ルーピング周期を実現することが考えられ
る。このようなサンプリング周期の非整数倍のルーピン
グ周期も、上記時間軸補正処理により上記ブロック周期
の整数倍とすることができ、例えば２５６倍オーバサン
プリングを利用して時間軸圧伸処理する場合には、ルー
ピング開始点ＬＰ、と終端点ＬＰ、との間の波高値の誤
差を１／２５６に低減して、より円滑なルーピング再生
を実現できる。

上述のようにしてルーピング区間ＬＰが決められ時間軸
補正（圧伸）処理が施された波形は、次の機能ブロック
２１において、第１５図に示すようにルーピング区間Ｌ
Ｐを前後に接続してループデータの生成が行われる。す
なわち第１５図は、上記時間軸補正後の楽音波形（第１
３図Ｂ）からルーピング区間ＬＰのみを切り取り、この
ルーピング区間ＬＰを複数個並べたループデータ波形を
示しており、このループデータ波形は、複数個のルーピ
ング区間ＬＰのそれぞれ一方のルーピング終端点ＬＰ、
と他方のルーピング開始点ＬＰ、とを順次接続して並べ
たものである。このループデータ波形がループデータ生
成機能ブロック２１にて生成される。

このループデータは、ルーピング区間ＬＰを多数回接続
して形成されるため、該接続形成されたループデータ波
形の各ルーピング開始点Ｌ　Ｐ　ｓに対応するワードＷ
ＬＰ、を含む開始ブロックの直前には、ルーピング終端
点ＬＰ、（正確には点ＬＰ、の直前の点）に対応するワ
ードＷＬｐｓを含む終了ブロックのデータがそのまま配
置されることになる。原理的には、ビット圧縮符号化の
エンコード処理をする際に、記憶しようとするルーピン
グ区間ＬＰｏの上記開始ブロックの直前位置に、少なく
とも上記終了ブロックが存在していればよい。さらに−
齢化して述べるならば、上記ブロック単位のビット圧縮
エンコード時に、上記開始ブロックのバラメーク（圧縮
ブロック毎のビット圧縮符号化の情報、例えば後述する
レンジ情報やフィルタ選択情報）は、上記開始ブロック
と終了ブロックのデータに基づいて形成されるようにす
ればよい。これは、後述するフォルマント部分を持たな
いループデータのみの楽音信号を音源とする場合にも適
用可能な技術である。

こうすれば、上記エンｊ−ド時に、ルーピング開始点Ｌ
Ｐｓと終端点ＬＰＥとについては、それぞれの前後複数
サンプルに亘って、それぞれ同じデータが並ぶことにな
る。従って、これらの各点ＬＰ、とＬＰ、の直前のそれ
ぞれのブロックについてのビット圧縮符号化の際のパラ
メータは同じものとなり、デコード処理の際のルーピン
グ再生時のエラー（ノイズ）を減少することができる。

すなわち、ルーピング再生される楽音データは接続ノイ
ズの無い安定したものとなる。なお、本実施例において
は、上記開始ブロックの直前に配置する上記ルーピング
区間ＬＰのデータのサンプル数を約５００−サンプルと
している。

次に上記フォルマント部分ＦＲの信号のデータ生成工程
においては、先ず、上記ループデータ生成の際の機能ブ
ロック１４と同様に、機能ブロック１８おいてエンベロ
ープ補正処理が施される。

ただしこの場合のエンベロープ補正は、上記サンプリン
グ処理された楽音信号に対して、前述したデイケイレー
ト情報のみのエンベロープ波形（第７図）で割算するこ
とにより、第１６図に示すような波形の信号（の波高値
データ）を得ている。

すなわちこの第１６図の出力信号においては、上記アタ
ック部分（時間ＴＡＯ間）のエンベロープが残され、そ
れ以外の部分は一定振幅となっている。

このエンベロープ補正された信号は、必要に応じて機能
ブロック１９でのフィルタ処理が施される。この機能ブ
ロック１９でのフィルタ処理には、上記機能ブロック１
５と同様な例えば第１１図の一点鎖線に示すような周波
数特性の櫛形フィルタが用いられる。すなわちこの櫛形
フィルタは、上記音程に対応する基本周波数ｆ０の整数
倍の周波数帯域成分を強調して相対的に非音程成分を減
衰するような周波数特性を有しており、この櫛形フィル
タも上記ピッチ検出機能ブロック１２で検出されたピッ
チ情報（基本周波数ｒｏ）に基づいて周波数特性が設定
されるものである。このような信号は、最終的にメモリ
等の記憶媒体に記録される音源データにおけるフォルマ
ント部分の信号のデータを生成するために用いられる。

次の機能ブロック２０においては、上記機能ブロック１
７と同様な時間軸補正が上記フォルマント部分生成用信
号に対しても行われる。これは、上記機能ブロック１６
で求められたピッチ変換比あるいは上記機能ブロック１
２で検出されたピッチ情報に基づいて時間軸の圧縮伸長
を行うことにより、各音源毎のピッチを揃える（正規化
する）ためのものである。

次に、機能ブロック２２において、上記共に同じピッチ
変換比あるいはピッチ情報を用いて時間軸補正されたル
ープデータとフォルマント部分生成用データとが混合さ
れる。このときの混合は、上記機能ブロック２０からの
フォルマント部分生成用信号に対してハミング窓をかけ
、ループデータと混合しようとする部分で時間に伴って
減衰するフェイドアウト型の信号を形成し、これに対し
て上記機能ブロック２０からのループデータに対しても
同様なハミング窓をかけ、この場合にはフォルマント信
号と混合しようとする部分で時間に伴って増大するフェ
イドイン型の信号を形成し、これらの信号を混合する（
クロスフエイドする）ことにより、最終的に音源データ
となる楽音信号を得ている。ここで、メモリ等の記憶媒
体に記録するループデータとしては、上記クロスフエイ
ド部分からある程度離れた１つのルーピング区間のデー
タを取り出すことにより、ルーピング再生時のノイズ（
ルーピングノイズ）を低減することができる。このよう
にして、発音時からの非音程成分を含む波形部分である
フォルマント部分Ｆ、Ｒと、音程成分のみの繰り返し波
形部分であるルーピング区間ＬＰとから成る音源信号の
波高値データが得られる。

この他、上記フォルマント部分生成用信号における上記
ルーピング開始点の位置にループデータの信号の開始点
を接続するように各部分を切り繋ぐ処理等も考えられる
。

ところで、現実にループ区間検出やルーピング処理、さ
らにはループデータとフォルマント部分との混合を行・
う際には、人間の手操作により試行錯誤的に試聴を繰り
返しながら大まかな混合をしておき、このときのループ
ポイント（ルーピング開始点ＬＰ、とルーピング終端点
ＬＰ、）情報等に基づいてより高精度の処理を行ってい
る。

すなわち、上記機能ブロック１６での高精度のループ区
間検出に先立って、第１７図のフローチャー１・に示す
ような手順でループ区間検出や上記混合等を試聴を繰り
返しながら手操作で行い、その後、上述したような高精
度の処理（ステップＳ２６以降）を行わせる。

この第１７図において、最初のステップＳ２１において
は、例えば信号波形のゼロクロス点を利用したり、信号
波形の表示を目視確認しながら、比較的粗い精度で上記
ループポイントを検出し、ステップＳ２２でルーピング
処理して上記ループポイント間の波形を繰り返し再生し
、次のステップＳ２３で人間が試聴して良好か否かを判
別する。

不良の場合には上記最初のステップＳ２１に戻ってルー
プポイントを再度検出する。これを繰り返して良好な試
聴結果が得られれば、次のステ・２プＳ２４に進み、上
記フォルマント部用信号とクロスフェード等により混合
し、次のステップＳ２３で人間が試聴してフォルマント
部からルーピング部への移行が良好か否かを判別する。

不良の場合にはステップＳ２４に戻って上記混合をやり
直す。

その後、ステップＳ２６に進んで、」二記ループ区間検
出機能ブロック１６における高精度のループ区間検出を
行う。具体的には上記補間ザンプルも含むループ区間検
出、例えば２５６倍オーバサンプリング時にはサンプリ
ング周期の１／２５６の精度でのループ区間検出を行い
、次のステップＳ２７で上記ピッチ正規化のためのピッ
チ変換比を算出する。このピッチ変換比に基づいて、次
のステップ３２８で上記機能ブロック１７．２０におけ
る時間軸補正処理を行い、次のステップＳ２９にて上記
機能ブロック２１でのループデータ生成を行う。そして
、ステップＳ３０において、上記機能ブロック２２での
混合処理を行う。これらのステップＳ２６以降の処理に
おいては、ステップ３２１から３２５までで得られたル
ープポイント情報等を利用するものである。なお、上記
ステップ３２１から３２５までを省略して、ルーピング
処理等の全自動化を図ってもよい。

このような混合処理により得られたフォルマント部分Ｆ
Ｒとルーピング区間ＬＰとから成る信号の波高値データ
は、次の機能ブロック２３においてビット圧縮符号化処
理が施される。

（以下余白） 上述のビット圧縮符号化方式としては種々のものが考え
られるが、ここでは、本件出願人が先に特開昭６１−０
０８６２９号公報や特開昭６２００３５１６号公報等に
おいて堤案じている準瞬時圧伸型、すなわち波高値デー
タの一定ワード数（ｈザンプル）毎にブロック化しこの
ブロック単位でビット圧縮を施すような高能率符号化方
式を用いるものとし、この高能率ビット圧縮符号化方式
について、第１８図を参照しながら概略的に説明する。

この第１８図において、上記高能率ビット圧縮符号化シ
ステムは、記録側のエンコーダ７０と、再生側のデコー
ダ９０とにより構成されており、エンコーダ７０の入力
端子７１には、上記音源信号の波高値データｘ　（ｎ）
が供給されている。

この入力信号（の波高値データ）ｘ（ｎ）は、予測器７
２及び加算器７３で構成されたＦＩＲ（有限インパルス
応答型）ディジタルフィルタ７４に供給され、上記予測
器７２からの予測信号（の波高値データ）マ（ｎ）は上
記加算器７３に減算信号として送られている。上記加算
器７３においては、上記入力信号ｘ　（ｎ）から上記予
測信号ｘ（ｎ）が減算されることによって、予測誤差信
号あるいは広義の差分出力ｄ　（ｎ）が出力される。予
測器７２は、一般に過去の２個の入力ｘ（ｎ−ｐ）、ｘ
（ｎ−ｐ＋１）、・・ｘ（ｎ−１）の１凍結合により予
測値ｘ（ｎ）を算出するものである。なお、上記ＦＩＲ
フィルタ７４を、以下エンコード・フィルタと称す。

上記高能率ビット圧縮符号システムにおいては、上記音
源データの一定時間内のデータ、すなわち、一定ワード
数りの入力データ毎にブロック化して、各ブロック毎に
最適の特性の上記エンコード・フィルタ７４を選択する
ようにしている。これは、互いに異なる特性を有する複
数の（例えば４個の）エンコード・フィルタを予め設け
ておき、これらのフィルタのうち最適の特性の、すなわ
ち最も高い圧縮率を得ることのできるようなフィルタを
選択することで実現できるものである。ただし、一般の
ディジタル・フィルタの構成上は、第１８図に示す１個
のエンコード・フィルタ７４の予測器７２の係数の組を
複数組（例えば４組）係数メモリ等に記憶させておき、
これらの係数の組を時分割的に切り換え選択することで
、実質的に上記複数のエンコード・フィルタのうちの１
つを選択するのと等価な動作を行わせることが多い。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ　（ｎ）は、加
算器８１を介し、利得Ｇのシフタ７５と量子化器７６と
よりなるビット圧縮器に送られ、例えば浮動小数点（フ
ローティング・ポイント）表示形態における指数部が上
記利得Ｇに、仮数部が量子化器７６からの出力にそれぞ
れ対応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が施
される。すなわち、シフタ７５により入力データを上記
利得Ｇに応じたビット数だけシフトしてレンジを切り替
え、量子化器７６により該ビット・シフトされたデータ
の一定ビット数を取り出すような再量子化を行っている
。ここで、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイ
パ）７７は、量子化器７６の出力と入力との誤差分いわ
ゆる量子化誤差を加算器７８で得て、この量子化誤差を
利得Ｇ−’のシフり７９を介し予測器８０に送って、量
子化誤差の予測信号を加算器８１に減算信号として帰還
するようないわゆるエラー・フィードバックを行う。

このように量子化器７６による再量子化とノイズ・シェ
イピング回路７７によるエラー・フィードバックとが施
され、出力端子８２より出力１（ｎ）が取り出される。

ところで、上記加算器８１からの出力ｄ　’　（ｎ）は
上記差分出力ｄ　（ｎ）より上記ノイズ・シェイパ７７
からの量子化誤差の予測信号ｅ（ｎ）を減算したもので
あり、上記利得Ｇのシフタ７５からの出力ｄ　”　（ｎ
）は利得Ｇと上記出力加算器８１からの出力ｄ　’　（
ｎ）を乗算したものである。また、上記量子化器ｔ６か
らの出力子（ｎ）は、量子化の過程における量子化誤差
ｅ　（ｎ）と上記シフタ７５からの出力ｄ　”　（ｎ）
を加算したものとなり、上記ノイズ・シェイパ７７の上
記加算器７８において上記量子化誤差ｅ　（ｎ）が取り
出される。この量子化誤差ｅ　（ｎ）は、上記利得Ｇ−
１のシフタ７９を介し、過去のｒ個の入力の１凍結合を
とる予測器８０を介することにより量子化誤差の予測信
号τ（ｎ）となる。

上記音源データは、以上のようなエンコード処理が施さ
れ、上記量子化器７６からの出力↑（ｎ）となって出力
端子８２を介して取り出される。

次に予測・レンジ適応回路８４からは、最適フィルタ選
択情報としてのモード選択情報が出力されて、上記エン
コード・フィルタ７４の例えば予測器７２および出力端
子８７に送られ、また、上記利得Ｇおよび利得Ｇ−’あ
るいは上記ビット・シフト量を決定するためのレンジ情
報が出力されて、各シック７５．７９および出力端子８
６に送られている。

次に、再生側のデコーダ９０の入力端子９１には、上記
エンコーダ７０の出力端子８２からの出カフ（ｎ）が伝
送され、あるいは記録、再生されることによって得られ
た信号↑’　（ｎ）が供給されている。この入力信号↑
゛（ｎ）は利得Ｇ−１のシフタ９２を介し加算器９３に
送られている。加算器９３からの出力Ｘ“（ｎ）は予測
器９４に送られて予測信号マ“（ｎ）となり、この予測
信号ｘ　”　（ｎ）は上記加算器９３に送られて上記シ
フタ９２からの出カフ１１　（ｎ）と加算される。この
加算出力がデコード出力９　’　（ｎ）として出力端子
９５より出力される。

また、上記エンコーダ７０の各出力端子８６および８７
より出力され、伝送あるいは記録、再生された上記レン
ジ情報およびモード選択信号は、上記デコーダ９０の各
入力端子９６および９７にそれぞれ入力されている。そ
して、入力端子９６からのレンジ情報は上記シフタ９２
に送られて利得Ｇ　−１を決定し、入力端子９７からの
モード選択情報は上記予測器９４に送られて予測特性を
決定する。この予測器９４の予測特性は、上記エンコー
ダ７０の予測器７２の特性に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ９０において、上記シフタ９
２からの出力−ａ−ＴＩ　（ｎ）は、上記入力信号↑“
（ロ）と利得Ｇ−１を乗算したものである。また、上記
加算器９３の出力↑′（ｎ）は、上記シフタ９２からの
出カフ　ＩＴ　（ｎ）と予測信号マ“（ｎ）を加算した
ものである。

次に、第１９図は、上記ビット圧縮符号化エンコーダ７
０からの上記１ブロツク分の出力データの一例を示して
おり、この１ブロツク分のデータは、１ハイドのヘッダ
情報（圧縮に関するバラノータ情報、あるいは付属情報
）ＲＦと８バイトのサンプル用データＤＡｏ−ＤＩ＋３
で構成されている。

上記へシダ情報ＲＦは、４ビットの上記レンジ情報と、
２ビツトの上記モード選択情報、あるいはフィルタ選択
情報と、それぞれ１ピッ１−の２つのフラグ情報、例え
ばループの有無を示す情報Ｌ　１及び波形の終端ブロッ
ク（エンドブロンク）が否かを示す情報Ｅｌとで構成さ
れている。ここで１サンプルの波高値データは、ビット
圧縮されて４ビツトで表されており、上記データＤ　Ａ
　Ｏ”　Ｄ　Ｂ　３中には１６サンプル分の４ビツト・
データＤ　ＡＯＩＩ〜Ｄ８３．が含まれている。

次に第２０図は、第２図に示すような楽音信号波形の先
頭部分に対応する上記準瞬時（ブロック化）ビット圧縮
符号化された波高値データの各ブロックを示している。

この第２０図においては、上記ヘッダを省略して波高値
データのみを示しており、図示の都合上１ブロツクを８
サンプルとしているが、】ブロック１６サンプル等のよ
うに任意に設定可能であることは勿論である。これは、
前記第１４図の場合も同様である。

ここで、上記準瞬時ピント圧縮符号システムは、上記入
力楽音信号を直接出力するモードすなわちストレートＰ
ＣＭモードと、楽音信号をフィルタを介して出力するモ
ードすなわち１次または２次差分フィルタモードのうち
、最も冑い圧縮率を有する信号が得られるモートを選択
して、出力信号である楽音データを伝送するようにした
ものである。

楽音をサンプリングしてメモリ等の記憶媒体に記録する
場合、上記楽音の楽音信号波形は発音開始点ＫＳで波形
取り込みが開始されるものであるが、この発音開始点Ｋ
Ｓからの最初のブロックにて１次または２次差分フィル
タモード等のように初期値が必要なフィルタモードが選
択されると、この初期値を予め用意しておく必要が生じ
るため、このような初期値の必要のない形態とすること
が望まれる。このため、上記発音開始点ＫＳに先行する
期間に、上記ストレートＰＣＭモード（入力含めて信号
処理するようにしている。

すなわち具体的には、第２０図において、上記発音開始
点ＫＳに先行して、上記疑憤入力信号としてデータを全
て“０″″としたブロックを配置し、このブロックの先
頭からの全データ“０“をサンプリング波高値データと
してビット圧縮処理して取り込むようにしている。これ
は、例えば、予め１ブロツクのデータが全て“０′′の
ブロック作成しておきこれをメモリ等にストアしておい
て用いるか、または、楽音をサンプリングする際に上記
発音開始点ＫＳＯ前にデータが全て０゛の部分（すなわ
ち発音開始前の無音部分）の入力信号からサンプリング
を開始する等により得ることができる。なお、上記擬似
入力信号のブロックは最低１ブロック以上である。

上述のようにして形成された擬似入力信号を含んだ楽音
データを、前述の第１８図に示すような高能率ビット圧
縮符号化システムにより信号圧縮処理し、メモリ等の記
憶媒体に記録させておき、この圧縮処理された信号を再
生する。

したがって、上記擬似入力信号を含んだ楽音データを再
生する場合、再生開始時（擬似入力信号のブロック部分
）のフィルタにストレートＰＣＭモードが選択されるた
め、１次または２次差分フィルタの初期値をあらかじめ
設定しておく必要がなくなる。

ここで、再生開始時に上記擬似入力信号（データが全て
“°０”であるため無音である。）による発音開始時間
の遅れについての懸念がある。しかし、例えば、サンプ
リング周波数３２ｋＨｚで１ブロツク１６サンプルとし
た場合、上記発音時間の遅れは約Ｑ、　５　ｍ５ｅｃと
なり聴覚上で識別できる遅れではなく問題にならない。

ところで、上記ビット圧縮符号化処理やその他の音源デ
ータ生成のためのディジタル信号処理については、ディ
ジタル信号処理装置（ＤＳＰ）を用いてソフトウェア的
に実現することが多く行われており、また記録された音
源データの再生にもＤＳＰを用いたソフトウェア的な構
成が採用されることが多い。第２１図はその一例として
、音源データを取り扱う音源ユニットとじてのオーディ
オ・プロセッシング・ユニット（ＡＰＵ）１０７及びそ
の周辺を含むシステムの全体構成例を示している。

この第２１図において、例えば一般のパーソナルコンピ
ュータ装置や、ディジタル電子楽器、ＴＶゲーム機等に
設けられているホストコンピュータ１０４は、上記音源
ユニットとしてのＡＰＵＩ０７と接続されており、該ホ
ストコンピュータ１０４からは音源データ等がＡＰＵ１
０７にロードされるようになっている。このＡＰＵ１０
７は、マイクロプロセッサ等のＣＰＵ　（中央処理装置
）１０３と、ＤＳＰ　（ディジタル信号処理装置）１０
１と、上述したような音源データ等が記憶されたメモリ
１０２とを少なくとも有して構成されるものである。す
なわち、このメモリ１０２には少なくとも音源データが
記憶されており、上記ＤＳＰ１０１により該音源データ
の読み出し制御を含む各種処理、例えばルーピング処理
、ビット伸長（復元）処理、ピッチ変換処理、エンベロ
ープの付加、エコー（リバーブ）処理等が施される。メ
モリ１０２は、これらの各種処理のためのバッファメモ
リとしても用いられる。ＣＰＵ１０３は、ＤＳＰＩＯＩ
のこれらの各種処理の動作や内容等についての制御を行
うものである。

さらに、メモリ１０２からの上記音源データに対してＤ
ＳＰＩＯＩにより上記各種処理を施して最終的に得られ
たディジタル楽音データは、ディジタル／アナログ（Ｄ
／Ａ）コンバータ１０５によりアナログ信号に変換され
てスピーカ１０６に供給されるようになっている。

なお、本発明は上述した実施例のみに限定されるもので
はなく、例えば、上述の実施例においてはフォルマント
部分とルーピング区間とを接続して音源データを形成し
ていたが、ルーピング区間のみから成る音源データを形
成する場合にも容易に適用可能である。また、上記デコ
ーダ側構成や音源データ用外部メモリは、ＲＯＭカート
リッジやアダプタとして供給してもよい。また、楽音信
号の音源のみならず音声合成にも適用可能である。

〔発明の効果〕

本発明のピッチ検出方法によれば、楽音データに高速フ
ーリエ変換をかけ、この高速フーリエ変換処理後の得ら
れた信号の位相差成分を強制的にゼロとした後、再び高
速フーリエ変換処理（逆ＦＦＴ）ｌ、ており、逆ＦＦＴ
によって生成されたデータのピークの周波数を検出して
いるため、少ないサンプル数でピッチが検出でき、サン
プルの周波数による精度のバラツキも少ない。

したがって、少ないサンプル数の音源データから音源の
ピッチが検出可能であり、かつ音源データの周波数によ
るピッチ検出精度のばらつきが少ない高精度なピッチ検
出方法を得ることができる。

また、本発明は、高速フニリエ変換とシフ１〜レジスタ
で構成された単純なピーク検出器との組み合わせで実現
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のピンチ検出方法の原理を示すフローチ
ャー１・、第２図は楽音信号波形図、第３図は本発明の
信号記録方法の具体例を説明するための機能ブロック図
、第４図はピッチ検出動作を説明するだめの機能ブロッ
ク図、第５図はピーク検出動作を説明するだめのブロッ
ク図、第６回は楽音信号及びエンベロープの波形図、第
７図は楽音信号のデイケイレート情報の波形図、第８図
はエンベロープ検出動作を説明するだめの機能ブロック
図、第９図はＦＩＲフィルタの特性図、第１０図は楽音
信号のエンベロープ補正された後の波高値データを示す
波形図、第１１図は櫛形フィルタの特性図、第１２図は
最適ルーピングポイントの設定動作を説明するだめの波
形図、第１３図は時間軸補正の前後の楽音信号を示す波
形図、第１４図は時間軸補正後の波高値データについて
準瞬時ビット圧縮用のブロックの構造を示す模式図、第
１５図はルーピング区間の波形を繰り返し接続されて得
られるループデータを示す波形図、第１６図はディケイ
レ−１・情報に基づくエンベロープ補正後のフォルマン
１へ部分生成用データを示す波形図、第１７図は現実の
ルーピング処理前後の動作を説明するためのフローチャ
ート、第１８図は準瞬時ビット圧縮符号化システムの概
略構成を示すブロック回路図、第１９図は準瞬時ビット
圧縮符号化されて得られたデータの１ブロツクの具体例
を示す模式図、第２０図は楽音信号の先頭部分のブロッ
クの内容を示す模式図、第２１図はオーディオ・プロセ
ッシング・ユニッＩ・（ＡＰＵ）及びその周辺を含むシ
ステムの構成例を示すブロック図である。 く 口 ←」χｉ −べにハ区

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ信号がディジタル変換された入力ディジタル信
   号をフーリエ変換して得られた各周波数成分ごとの位相
   を揃えた後、再びフーリエ変換し、その出力データのピ
   ーク値の周期を検出することで、上記アナログ信号のピ
   ッチを検出するようにしたピッチ検出方法。